Igazából a lehető legalacsonyabb zajra lenne szükségem furcsa dolgokat csinál a panel amikor mindegyik tápfesz rajta van, ha csak a +5Vos rész akkor semmi gond. De eddig nagyobb volt a zaj, majd megpróbálom így. Köszönöm a segítséget.

Milyen panelről van szó? Mert teljesen biztos vagyok benne, hogy nem a búgófeszültség okozza a problémát (mert 10mVpp az lópikula), hanem a különböző rákapcsolt feszültségek között földbúgás, hurkok satöbbi...

Lehet, hogy valamilyen vezetett zavart szed össze a cucc, próbálj a hálózati oldalon további zavarszűrést betenni!

Erről a kapcsolásról van szó. Annyit csinál, hogy ha mindhárom tápfeszt megkapja akkor kb 1Val kevesebb feszültség esik az osztón, ami érdekes, mert az osztóra változatlanul ugyanakkora feszültség jut.
Ha csak a +5Vot kapja meg akkor pontosan mér, ha a + és -5Vot akkor 0,3Val kevesebbet, ha a +5 és a +12V ot akkor szintén pontosan mér. Régebben nagyobb volt a zajfeszültség, csak már nem emlékszem mekkora de olyan 50-100mV környékén. Az analóg és a dig. GND egy krokodil csipeszben van közösítve ahova be van fogatva még a szkóp földje és az ATX táp saját földje is, a táptól meg tovább a tápdobozig.

Válasz mindkettőre:

akkor ezek szerint jól értem, hogy a gerjesztés mértéke lehet egyfajta áramkorlát?

Nem. Ha így akarod megközelíteni akkor inkább feszültség korlát a jobb hasonlat.

De az adott esetben szerintem nem az alulgerjesztés lesz a megoldás.

DEHOGY, nagyon rosszul érted.
Ha alacsony gerjesztést csinálsz, az azt jelenti, hogy a B-t alacsonyabbra tervezed, ergó több menetet raksz rá, mint feltétlenül szükséges. Ezzel nem tudsz oylan vastag huzalt (vagyis oylan sok vékony huzalt berakni), így a tekercsek ellenállása nagobb lesz, szóval a huzal jobban fog melegedni, alacsonybab áramnál is. Így nem tudsz majd akkora telejsíményt kivenni, anélkül, hogy a huzalod baromi forró lenne (és esetleg leégne).
Az áramkorlátot léynegében a rezonáns kör (az IC-n kívül) állítja be. A táblázatba péládul amit beítál teljesíményt a felett a rezonáns kör hirtelen le fog korlátozni.

Tudom hogy a menetszám növelése bizonyos mérték után veszteséges, ugyanis egyértelmű hogy az eredő hosszra nő a szkin hatás és a réz fajlagos ellenállása miatt az ellenállás.

Hanem arra gondoltam, hogy magát a gerjesztést szabályozni... De ezt nem lehet, mivel maga a gerjesztés Faraday törvénye alapján lehet leírni, mert az időbeni feszültségváltozás egyenlő a keresztmetszet és a gerjesztés időbeni deriváltjával szorzatával.
Tehát a dB változtatásához feszültségváltozás szükséges.
Megmagyaráztam magamnak

A magban a B az a vaskeresztmetszet, a frekvencia, a menetszám, és a két kivezetésre kapcsolt feszültség függvénye.
Szóval ezekkel tudod szabályzni, hgoy legyünk egyszerűek.

" Tehát a dB változtatásához feszültségváltozás szükséges."

Ez a megfogalmazás nagyon slendrián. A dB eleve indukcióváltozást jelent.

A másik, hogy nem kell feszültségváltozás ahhoz, hogy az indukció változzon, bőven elég, ha konstansfeszültséget kap a tekercs. ( vagy trafó, vagy motor, vagy... ) Ha a konstans feszültséget rajta tarjuk egy tekercsen, akkor nő a tekercs fluxusa, vagy ha úgy tetszik, akkor nő az indukció a tekercsben, ugyanis a fluxus ( indukció, ha elosztjuk a keresztmetszettel ) a feszültség idő szerinti integráljával egyenlő. Ez utóbbi nagyon egyszerű, mert az integrál itt a görbe alatti területet jelenti. Amíg ez az érték mondjuk pozitív, hiába konstans a feszültség, az idő telik, így az integrál értéke is nő, vagyis nő a feszültség-idő terület és így nő a fluxus ( indukció ) értéke is. Ha a feszültség-idő terület negatív lesz, akkor a fluxus a korábbi értékről kezd el csökkenni, aztán vagy lemegy nullába, vagy elmegy negatívba, attól függően, hogy mennyi volt a fordított integrál, vagyis a negatív feszültség-idő terület. Így alakul ki a trafó "normális " működése, vagyis belátható, hogy a pozitív- és negatív feszültség-idő területeknek egyformának kell lenniük, különben, valamelyik irányban nagyobb lesz a fluxus és ez ideális körülmények között folyamatosan nőni fog. Ebből következik, hogy a trafó előbb-utóbb betelít. Ebből az is látszik, hogy a kialakuló fluxus szempontjából mindegy feszültség alakja, csak annyi a lényeg, hogy a pozitív- és negatív területek idő szerinti integrálja abszolút értékben egyforma legyen.

Kezdek én is megvilágosodni, mint amikor a szőke nő fülén bevilágítanak zseblámpával
Ez alapján világos, miért alkalmaznak szinuszos kimenetű inverterekben és UPS-ekben nehéz, lemezelt vasú trafókat, amire (gyanúm szerint) nagyfrekvenciás ellenütemű szaggatás után szűrve engedik rá a DC-ből kreált 50Hz-es feszültséget. Ha ugyanis, ahogy én először elképzeltem, ez a szinusszal modulált négyszög direktben menne egy nagyfrekis trafóra, aminek a szekunder oldalán lenne szűrés, az történne, hogy az 50Hz-es szinusz periódusának negyedéig, amikor is a felső FET (ellenütemű, dupla primeres esetben), vagy a teljes híd fele (teljes hidas esetben) több ideig van bekapcsolva összességében, mint a másik fél, folyamatosan felfelé tolná a munkatartományt a hiszterézis görbén. Normál méretezési felfogással 1-2 kapcsolási periódus után telítésbe menne a mag, ezt elkerülni meg csak böszme nagy menetszámokkal lehet, ami irtó nagy rézveszteséget okozna, ráadásul el se férne a magon a tekercs megfelelő áramsűrűségre méretezve. Tehát ebben az esetben a ferrittrafó menetszámait is 50Hz-re kéne méretezni, és nem a kapcsolási frekvenciára.

Egy kicsit off, de ide tartozik.

Annyira szar, hogy Villamosságtan tárgyból tanultuk ezeket és hótra nem maradt meg pedig elmagyarázták. No igen, véleményem szerint az egész tantervet a Kandón meg kéne reformálni. Matek 1-2 nyögvenyelősen megértettem, de most fizika 1 ami keményen matek1-2re épül, jobban értettem mert láttam hogy miért kell ez felső matek és hol alkalmazzuk(pl integrál-derivál ellentét ugye az egyszerű mozgásokban megmutatkozik mint a sebesség a megtett út idő szerinti deriváltja míg a megtett út meg a sebesség idő szerinti integrálja.
Csak amikor első félévben már integrállal magyarázzák az alapvető mágneses összefüggéseket, már nem lehet egyből érteni. És most apránként ezt felépítem, visszafele, lassan a 6. félév után

Bár jobban belegondolva nem teljesen úgy van a dolog, ahogy az előbb leírtam. A bekapcsolási periódusidőket szimmetrikusan változtatva a kimeneten pedig szinkronban, felváltva egyenirányítva (felváltva hol a felső, hol pedig az alsó burkológörbét visszakapva), megfelelően méretezett 50Hz-es LC szűrőt alkalmazva értelemszerűbb a dolog, kisebb magkeresztmetszet is elegendő lehet a fojtótekercshez.. ahogyan pl. egy 1kW-os UPS-ben sem akkora a vaskeresztmetszet, ami nyögés nélkül át tudna vinni trafóként 1kW-ot. Ebben az esetben valóban nagyfrekvenciás trafó végezheti a feszültség-konverziót. (A szinuszos inverterek irodalmának még nem néztem utána, ezek pusztán feltevések a részemről).

A jobbak úgy müködnek, hogy az alacsony akkufeszütlségből transzvertál kb 400V-ra (teljeshidas konverter, plusz ZVS, meg minden ami lehet). Aztán ezután van egy teljeshidas D-osztályú erősítő, ami ebből megcsinálja a szinuszt(annyi hertze, amennyire kérik, és lényegében akkora feszre is). A visszacsatolás garantálja a szép szinuszt, és persze a vívőfrekit LC szűrő szedi le (de ezt is elég magasabb frekire méretezni)
Így mindenhova elég nagyfrekvenciás reaktív tag, szóval kicsik a méretek, és a hatásfok is jó.

Ez lett volna a következő tippem a működésükre.

Végül is, nagyon jól látod, így van. Az első esetben kell bele egy 50 Hz-es trafó, mert a vivőfrekvencia az igaz, hogy mondjuk 50 kHz, de ez az 50 Hz-es szinusszal van megmodulálva, méghozzá PWM-ben. Tulajdonképpen, a trafóra jutó feszültség-idő terület az 50 Hz-nek és a mondjuk 323 V-os amplitudónak felel meg, erre kell méretezni a trafót. Erre nagyon kicsi mágnesezettséggel kerül a vivőfrekvencia, tehát, az alig okoz fluxusváltozást, így komolyabb vasveszteséget sem, tehát, elmegy sima vassal is. Ennek az a következménye, hogy a trafóra rákerül közel a tápfesszel megegyező amplitudójú 50 Hz-es alapharmónikus. ( vagyis a moduláló jel ) Ugye, ezt a trafónak át kell vinnie, vagyis kell bele egy jó nagy lemezelt trafó, ami nem ferrit, hanem mondjuk hipersil, vagy az újabb időkben lehet amorph vas, már ha ki tudják fizetni. Trafó nem csak emiatt kell, sok olyan hely van, ahol mondjuk 48 V DC van és abból kell mennie a szünetmentesnek. Tehát a trafó nemcsak galvanikusan leválaszt, hanem felfelé transzformál is.

A másik megoldás lehet az a szinkronkapcsolós izé amiről írtál, ott tényleg elegendő a ferrit trafó is, csak arra kell vigyázni, hogy a trafóra jutó fesz-idő terület egy adott értéket ne haladjon meg. Vagyis, a tekercsfluxus ne menjen el telítésig. A probléma a szekunder oldalon van, lévén, hogy nagyfesz kapcsolók kellenek, két irányba. Ez már elég problémás. Ha érdekel a dolog, nézd meg az alábbi US patentet: 4.992.751 Ezen az elven próbáltam D class-t csinálni, de nem igazán volt jó torzításra. Pedig mekkora teljesítményt lehet csinálni vele...

A szokásosabb megoldás az amit lorylaci leírt, először csinálunk egy jó nagy DC-DC konvertert, aztán ráakasztunk egy 400V-ról menő invertert és már készen is van... Ezzel meg van spórolva az 50 Hz-es trafó. Cserébe kell egy csomó kondi, meg tranyó, szóval, azért nem olyan egyszerű dolog. ha jól tudom, kettős konverziós elrendezésnek hívják. ( némi rosszmájúsággal jegyzem meg, hogy a hatásfokok szorzódnak... )

Kandós barátom iskolai project keretében szigetüzemelésű inverteren dolgozik napelemekhez. Onnan az infó

Persze nemrégiben olvastam a DELTA honlapján érdekes dolgokról, ajánlom nektek. Volt oylan, hogy egy teljeshidas táp, előtte soros tekerccsel, pufer nélkül, és akkor ezzel összehozták a pfc-t egybe a telejs-híddal. Ezzel nyertek 1-2% hatásfokot.

Persze az akku részre is kitaláltak olyat, hogy az előbbi teljeshíd egybe van a transzverterrel, tehát lényegében egy trafó van csak.

Ezek í]y elméletben ha még egyszerűnek is tűnnek a pontos méretezések baromira problémás, és persze jön az, hgoy ezt mi a rák fogja vezérelni. Szóval ilyen méreteknél szerintem elengedhetetlen a direkt ilyen célra ajánlott MCU (lásd Texas Piccolo széria)

Igen, lehet ilyet csinálni, tulajdonképpen nem feszültséginverter, hanem áraminverter, a bemeneti soros fojtó biztosítja az áramot a hídnak. Érdekes, hogy itt nem szabad DT-t használni, hiszen akkor hova folyik a fojtó árama? Átlapolás kell a vezérlésbe. Egy kicsit másfajta szemlélet kell hozzá. Mindig az adott feladathoz legjobban illő megoldást kell megtalálni, hát, ez a nagy szám!
Nehogy azt hidd, diszkrét alkatrészekkel is nagyon okos megoldásokat lehet kitalálni, csak tudni kell azt, hogy mi a cél.

All in one? Itt egy példa rá, én is elhűltem, hogy létezik ilyen:

Tájékoztatom azokat, akik korábban olvasták a cikkemet, hogy ma dolgoztam a táblázat továbbfejlesztésén. Kiegészítettem például a következő számításokkal:
- huzalkeresztmetszetek ajánlása
- transzformátor vasveszteségeinek számolása üresjáratban és teljes terhelésnél
- FETek vezetési veszteséginek számolása az Rdson melegedésre növekedésének figyelembe vételével
Ezen képletek nagyrésze empirikus, azonban igyekszem majd magyarázattal ellátni, így a paraméterek alakíthatók lesznek.

További újitás, hogy lehetőség nyílik kétütemű egyutas, valamint graetz illetve feszültségkétszerező egyenirányítással való számolásra is.

Tovább nagyon nagy újítás, és erről a cikkemben nem ítam hogy figyelembe veszi a FET kimeneti kapcitásának nem-linearitását. Ez azt jelent, hgoy ha van effektív Coss adat töltési időre nézve, akkor azt be lehet íni és azzal számol. Ha ez nincs, akkor beírjuk neki a Coss-t, valamint azt a feszültséget aminél ezt mérték (az adatlapban szerepel) és ebbőle gy becslő képlettel kiszámolja az effektív Coss értéket.
Erre nagy szükség van, mert nem mindig közlik az időekvivalans Coss-t, és a Coss-t is gyakran nagyon különböző DS feszültségek mellett mérik (mikor 25V, 50V, 100V).
Emiatt lenne egy hiba a számításba, ami miatt roszabb esetben nem lenne ZVS, jobbik esetben pedig van ZVS, de a túl nagy holtidő miatt nagy a kitöltési-tényező-veszteség.

Azt hiszem erre szokták mondani, hogy ne próbáld ki otthon! (Kivéve, ha olyan kíváncsi és elvetemült vagy, mint én). Tulajdonképpen egy iskolapélda látható a képen, egy együtemű nyitóüzemű PWM tápegység, UC3842 IC-vel, 2SK2611 FET-tel. A trafó reseteléséről egy disszipatív RCD snubber gondoskodik (2x10n+100kOhm az R és a C, a D pedig egy FR107 - az értéktartományokat kész kapcsolásokból ill. szimulációs tapasztalatokból vettem). A trafót én tekertem, 15V/3A-re van méretezve. Primer 152 menet, szekunder 15 menet, segédtáp 8 menet, primer a szekundertől mylar szalaggal elszigetelve. Mellékeltem is egy ábrát a szekunder feszültségről, a primer nem fért bele a szkópba. Ez a kép már azután készült, hogy egy (hasraütött) 10n-47Ohm snubbert tettem a dióda közös katódja és a föld közé, e tettem előtt a parazita kapacitások és a viszonylag nagy dU/dt miatt csúnyán berezgett, többet is fűtött a shottky (ez a szimulációban is pontosan így volt). 10V-os zener van az optónál, meg 680 ohm, így 300mA terhelésen 11,7V a kimeneti feszültség (közben a burst mode és a szintén hasraütött kimeneti szűrő miatt halkan sípol), 2A-rel terhelve 11,55V-ra esik le a feszültség. 2A-es terhelésen az RCD snubber ellenállása (ami itt most asszem csak 1W-os) melegszik rendesen, és míg nem volt a diódán snubber, pár perc után a shottky is felforrt, de 300mA terhelésen órákig elketyeg, ja, és odafigyeltem a távolságokra, láss csodát, rázni se ráz. A FET 2A-nél sem melegszik számottevően. Tudom, nem mintaszerű a jelalak a jópár hasraütés miatt (bár bizonyos esetekben szimulációban is kaptam dettó ugyanilyet), nameg ezen a lyukacsos panelen szerintem az is csoda, hogy elindult, mindenesetre használhatónak néz ki kisebb dolgokra ez a konstrukció is, kicsit több időt szánva szép panelre, a kimeneti szűrésre, meg az RCD snubberre, úgy meg főleg. Meg esetleg megspékelve egy mágneses energiát visszavezető plusz tekercsel. Ez csak egy kísérlet volt a részemről, a topológiát kipróbálandó, egyelőre nem akartam hozzá panelt csinálni. Éleszteni persze áramkorlátos AC tápról élesztettem, áramvédő kapcsoló mellett.

milyen programban szimuláltál?

PSpice, tágabban megnevezve a programcsaládot: OrCad 9.1

Nem vállalnád esetleg egy cikk írását a forward tápokból?
Én célul tűztem ki magamnak az SMPS technika terjesztését, de mindenhez nem értek, és úgy gondolom a rezonáns tápok terén mindent megteszek. Jó lenne ha a kapcsolóüzemű tápok rovat kicsit bővülne a kapcsolásoknál

Én is gondoltam erre, belecsempészve úgymond pár alap dolgot is a kapcsolóüzemű tápegységekkel kapcsolatban, mert én is tapasztalom, hogy páran túlzottan is fejjel a falnak módon indulnak neki a témának. Első körben együtt gondoltam megírni flyback tápos leírással, ugyanis ha valakinek viszonylag kis teljesítmény kell, jó szabályzottság mellett, ez a két topológia jöhet szóba, az együtemű nyitóüzemű és a flyback, bár a flyback kétségtelenül jobb hatásfokú, viszont azt még nem tudom, valóban körülményesebb-e trafó ügyben. Ugye flyback-nél az átvinni kívánt teljesítmény szabja meg a primer induktivitást, a mag keresztmetszete meg a max bekapcs idő a menetszámot, ergó ha van egy adott résű mag, és egy kitűzött frekvencia, nem sok választás van.. hacsak nem járható út a papírdarabos résnövelés, ahogy Te is csináltál rést a ZVS-nek, de erről még nem tudok érdemben nyilatkozni.
Egy szó mint száz, nekem is eszembe jutott a cikk írás, és az is, hogy gyakorlati tapasztalatokkal is segítsem azokat, akik hozzám hasonlóan hívei az újrafelhasználásnak (nálam ez főleg sajnos pénz kérdése viszont sokszor a felhasználás célja sem olyan, amit ne lehetne bontott dolgokból megcsinálni.. akkor meg miért ne? Ez a kis táp is teljesen a lomos dobozomból épült, és mégis működőképes). De addig még azért tervezek ezt azt kipróbálni, és főleg a gondolataim összeszedni.

A flyback nem feltétlenül jobb hatásfokú. A forward-nak meg jobb a trafókihasználása.
De persze a flyback-en belül is van több aleset, mert lényegében a step-up konverter transzformátoros változata. Szóval itt is megkülönböztethető a CCM, a DCM és a boundary flyback. DCM-t nem szoktak tervezni, de kis terhelésnél minden flyback DCM.
Manapság egyre menőbbek a kvázi-rezonáns flybackek, amik mind boundary módban működnek, és azt használják ki, hogy amikor az induktivitásban pont elfogy a légrésben tárolt energia, akkor keletkezik egy berezgés, ami lejjebb viszi a FET DS feszültségét (a CCM flybackben a FET a kétszeres tápfeszt kapcsolja!), és egy ilyen minimumban (valley) kapcsolják be a FETet.

Nincs egyértelmű összefüggés az átvinni kívánt teljesímény és az induktivitás között, példa )ez a számoló (ez boundary módra számol). Ha a frekvenciát változtatod az induktivitás ugyanúgy változik. De persze ha van egy adott légrésű magunk és egy adott fix frekvenciás IC-nk akkor nem tudunk több tlejesítményt kinyerni. (de nem mintha a rezonáns tápnál egy adott magból és adott frekvenciából többet lehetne).

Annyit fűznék hozzá, hogy a nyitóüzemű, és a flyback közötti alapvető különbség az, hogy
- flyback esetében a transzformátor energiatároló elemként is használva van, és mint ilyen, korlátozza az egy periódus alatt álvihető energia mennyiségét
- a nyitóüzemű (forward) konverter esetében a transzformátor nem tárol (hasznos) energiát, a félvezető nyitásakor közvetlenül a szekundert felé meny a trafóba betáplált energia zöme (persze itt is tárol valamennyi kis energiát a vasmag, de nem ezt haszáljuk fel)

A flyback előnye az egyszerűbb felépítés (pl. nem kell külön fojtótekercs a kimenetére) cserébe kisebb teljesítmény átvitelére képes ugyanakkora trafóval, mint egy forward konverter.

Ezalapján, mivel nincs úgymond közvetlen kapcsolat a primer és a szekunder között flyback esetén, jobban tűri a rövidzárat. Emellett (K.H.Billings 1989-es kézikönyve nyomán) több szekunder esetén ha az egyikre szabályzunk, a többi kimeneti feszültség megfelelő méretezés esetén kb. 6% pontossággal tartja a névleges feszültségét, míg nyitóüzemű esetben csatolt fojtót igényel a tápegység több kimeneti feszültség esetén (a flyback-nél eleve csatolva vannak a szekunderek, amik a fojtó szerepét is úgymond betöltik). Emiatt is költséghatékonyabb a flyback, ráadásul egy diódát és egy plusz fojtót is megspórol, és nagy darabszám esetén ez is számíthat. Hátránya azonban, hogy (ha hihetek az elektro jegyzetemnek) a konverter az egyenirányított egyenfeszt 5,5*Pki/Ube csúcsárammal terheli, míg a nyitóüzemű 2,8*Pki/Ube csúcsárammal (elméletileg). Nem véletlenül terjedt el a flyback oly sok helyen költséghatékonysága miatt, különösen, hogy manapság a Lorylaci által említett technikákkal sokat javítottak rajtuk. Azonban szerény véleményem az, hogy a nyitóüzemű topológia amatőr szinten jobban a saját igényekre szabható, ha csak nincs kedvünk és szerszámunk vasmagot reszelni Viszont ha valaki magának készít egyedi igényekre tápegységet, nem egy diódán vagy fojtón fog spórolni. Míg 1 000 000 darab mobiltöltőnél vagy DVD tápegységnél előfordul, hogy azon fognak.

[OFF]Tudom, hogy Ekkold és Lorylaci tisztában van ezekkel, de így kiderül, ha valamit én tudok rosszul Másrészt, ha valaki most ismerkedik a témával, hátha mondtam neki valami hasznosat.. nagy hibám.. sokszor akkor is beszélek, ha nem kérdeznek

Nem baj, csak nyugodtan. Előfordulaht, hgoy valakinek másmiylen a gondolatmenete, mint az enyém vagy ekkoldé, így a mi magyarázásunkból nem érti meg.

Az elektrós jegyzeted azonban pontatlan, ugyanis a flybacknél a csúcsáram attól is függ, hgoy DCM vagy CCM a flyback. Amenennyiben DCM, úgy háromszög alakú áramformák anank, a tlejesítmény szempontjából persze mindig az átalag számít, meiatt a csúáram nagy lesz. Ha CCM, akkor a trapéz alaknak nagyobb az átlaga, ezért kisebb lesz a csúcsáram.

Forward konverternél nagy problémát a segédprimer jelenti, aminek nagyon szoros csatolásban kell lennie a primerrel.

Azonban az igaz, hogy a flyback képes egyszerre több kimeneti feszt pontosan tartani (csak úgy mint a ZVS LLC rezonáns ), az hgoy ezeknek mennyi lesz az eltérése attól függ, hogy mennyire siekrül őket egymáshoz képest szorosan csatolni.
Például egy nem nagyfezsültésgű alkalmazásnál meg lehet csinálni, hogy az összes tekercset multifibrálisan tekerik meg, így nagyon kicsi lesz a szórt induktivitás, ekkor szerintem 1-2% pontosan is lehet szabályozni.