Ha nagy kitöltési tényezővel megy a flyback táp, akkor nem csak kvázi-rezonáns, hanem valódi rezonáns üzemben is működhet. (50% körül lehet a határ) Igaz még nem építettem ilyet, de szimulátorban már próbáltam egyes részeit modellezni.
Az indukciós főzőlapok is ilyen módban üzemelnek (tulajdonképpen ha úgy tetszik E osztályú végfok).

Arra gondolsz, hogy megfelelő kitöltési tényezőnél, amikor éppen elfogy a résben tárolt energia, akkor a berezgéskor keletkező valley teljesen lemegy 0-ig? És így ZVS lesz?
Amit én mondjuk érdekesnek találok, hogy a kvázirezonáns flyback maximális terhelés esetén megy minimális frekvenciával. A terhelés csökkenésével a kapcsolófrekvenciát növeli, majd ha ez elér egy bizonyos határt, akkor valley skip módba kapcsol, azaz nem az első, hanem a következő minimumnál kapcsol be. Ami érdekes, hogy mintha úgy olvastam volna, hogy fix on-time-mal megy a cucc, de akkor nagy terhelésnél a benn tárolt energia gyorsabban kiürülne, szóval ez nem lehet.

Nagyok a dU/dt-k az esetemben, az okozza a viszonylag nagy túllövéseket is, úgyhogy ezen még kicsit dolgozni kell, csakúgy, mint a trafón, a minél kisebb szórások érdekében, ill. komolyabban átnézve a panel se tökéletes még. A lemágnesező és a primer között elég gyatra, kb. 30uH szórási induktivitás sikeredett, ezt RCD snubberrel próbáltam megfogni.. megfogni megfogja, csak a dU/dt-t nem moderálja, így a következő próba a reset tekercs és a primer közötti kapacitás külső növelése lesz, ahogy a szakirodalmak is ajánlják, és ahogyan egy gyári, együtemű egy fetes forward PC tápban is láttam (ott 10nF-t tettek a drain és a reset tekercs diódával kapcsolódó kivezetése közé, bár annak a reset és a primer közötti szórt induktivitása csak 10uH körül mozgott).
Addig úgy sem nyugszom, míg nem sikerül viszonylag normális működést elérni Y kondik nélkül is. Bár ismerősöm mesélte, hogy tapasztalt olyat, hogy egyes PC tápok el sem indultak védőföld nélkül.

Tulajdonképpen igen. Sőt elvben nulla alá is mehet és a fet diódája nyit ki először. A vezérlés figyeli a nullaátmenetet a trafón, és adott fix idő mulva nyitja a FETet (pontosan egy negyedperiódusnyi lengési idő után) Gyakorlatilag ez az egyetlen fix időtartam. A nyitási és a zárási idő is változhat, ha jól sejtem. A kapcsolási meredekség pedig párhuzamos kondival beállítható.

Ezzel a megoldással lényegében a szórási induktivitást hidalod át a kondival. Valószinüleg a kondi pontos értéke sem kritikus. Az elv engem a SEPIC konverterben használt megoldásra emlékeztet.....
Bővebben: Link

Na, kicsit nézegettem a qr-flyback trafó méretezését. A FET feszültsége felbontató egy tagra, amit a bemeneti feszültség ad, és egy tagra, ami a szekunder oldal visszarúgása. Amikor a légrésben elfogy az energia, akkor egy csillapodó szinuszos rezgés keletkezik, aminek kezdeti amplitúdója egyenlő a visszarúgó taggal, fekvenciáját pedig a szórt induktivitás és a FET kimeneti kapacitása adja tudtommal.

Ha a visszarúgó tag egyenlő a bemeneti feszültséggel, akkor lesz ZVS. Azonban a visszarúgó tag növelésének határt szab a FET max DS feszültsége. A nagyobb feszültségű FET Rdsonja pedig nagyobb. Ahogy nézem a VIPer25-ben 800V-os fesz van, így tényleg meg lehet eléggé közelíteni a ZVS-t a nagy terhelések esetén.

Kivéve persze akkor ha direkt odateszünk még egy kis ZVS kondit, pl. azért, hogy a lengés minimum pontjáig közel ugyanannyi idő teljen el mint a bekapcsolási idő.

Ja, és persze nem a szórt, hanem a mágnesezési induktivitás...

Ez érthető, de a plusz ZVS kondi (ugyanúgy mint félhídnál, vagy egészhídnál) kitöltési tényező veszteséggel jár. Ekkor se nem töltődik a trafó légrése, se nem megy energia a túloldlara, szóval "nem történik semmi".

Dehogynem töténik, csökken a meredekség, a zavarkibocsátás, és a kapcsolási veszteség (ami azért soha nem lesz nulla, csak kellőképpen kicsi).

A primer-szekunder energiaátadás szempontjából nem történik semm, azért ettem idézőjele. Persze a valley-switching előnyeit értem
De ha ZVS kondiakt raksz be, akkor kitöltési tényező veszteség van, a kapsolási perióduisból egy rész kiesik, szóval azonos telejsítmény átadáshoz nagyobb kitöltési tényező fog kelleni, ami a QR esetben azzal jár, hogy a kapcsolási frekvenciák csökkennek, ezzel nagyobb trafó fog kelleni.

Igaz, de a félvezető kapacitása önmagában erősen feszültségfüggő, ezért nagyobb feszültség esetén kevésbé korlátozza a meredekséget, mint egy kondi. Nyilván van egy optimális, nem túl nagy érték, ahol még több az előnye mint a hátránya.

Kíváncsi leszek, mit produkál a valóságban, mert szimulálva az említett gyári trafó szórási induktivitás értékeit és menetszámait használva a kondi hatására igencsak lengésbe jött az egész, ezért is voksoltam az RCD mellett. Viszont a gyakorlatban is kondival láttam megvalósítva ezt a kapcsolástípust.

Egyébként azt a Billings-féle könyvben is olvastam, hogy a reset tekercs esetén a bifiláris tekercselés lenne a legjobb megoldás: ilyenkor nagyon kicsi lesz a szórási induktivitás, és viszonylag nagyobb a menetek közötti kapacitás, így mérséklődik a dU/dt. Azonban ekkor a vezetékek szigetelése nagyon jó kell legyen a nagy feszültség-különbségek és a kis távolság miatt. Nem bifiláris esetben ajánlotta a külső kondenzátort, vagy RCD snubbert. Elgondolásom szerint előbbi csökkenti a dU/dt-t kikapcsoláskor, bekapcsoláskor viszont plusz veszteséget okoz, míg az RCD úgymond "clamp"- ként viselkedik, azaz a dU/dt-t a drain Vs feszültségre emelkedéséig csak az RCD diódája által bevitt plusz kapacitás korlátozza, ami néhányszor 10 pikofarád nagyságrendű, szemben a gyári kapcsolásban általam tapasztalt 10 nanós plusz kondival.

Ha a "veszteségeket is beépíted" a szimulációba, akkor szerintem nem lesznek olyan vészesek azok a lengések.
Lényegében két egyforma tekercset kapcsolsz párhuzamosan - kondikon keresztül. A "párhuzamos" egyik ága a külső kondi, a másik pedig a táp. Tehát ezeket akár nagyon kicsi impedancián keresztül is össze lehetne kapcsolni. A gyakorlatban alkalmazott érték azonban valószinüleg úgy van megválasztva, hogy csak a túllövésekre legyen lényegi hatása. Érdekes lenne kipróbálni, hogyan reagál egy ilyen táp a kondi értékének a változtatására.

Közben megint szimulálgattam.. és észrevettem, hogy azért nem tetszőleges a kondi értéke, bár a standard tartományokból választható. Pontosítom magam: a gyári trafó 10uH-s primer-reset szórásával 70kHz-en 4.7 nanóval viszonylag értelmes jelalak hozható ki, bár a négyszögek teteje picit berezeg. A saját trafóm 30uH-s szórásával pedig lehetetlen ilyet kihozni, ráadásul a disszipációk egy nagyságrendet ugranak. Szóval ki kell javítanom a trafóm, a reset tekercset is megosztom, ahogy a primert, ahogyan a gyári trafóban is tették, hogy kisebb legyen a szórása.

Na ezt elfelejtettem közölni.. eltérő menetszámokkal szimuláltam (szóval az előbb rosszul írtam, mivel valószínű, hogy a gyári trafóban egyformák a menetszámok.. igazából nem mértem ki azt a gyári trafót, csak hasraütőttem.. rosszul ), ugyanis én nagyobbra vettem a reset tekercset, mivel max. 40% kitöltéssel dolgozok, abban a hitben tettem ezt, hogy így hátha kisebbek lesznek a fetet igénybevevő feszültségek (ami a szkóp ábráimon látszik is, hogy így van, azonban jelen esetben feleslegesen, mivel 900V-os a FET. Egyforma primer és reset menetszámmal már 30uH esetén is barátságosabb a helyzet.. még egy ok a trafó újratekerésére.. és még egy tapasztalat.. [OFF] és még egy magyarázat, tervezési szempont a leendő cikkbe.. ezért mondtam, hogy ameddig nem vagyok a dolgok nagyonnagy részével tisztában, nem merek belefogni irományba..

[OFF]De az a gyári trafó még egyben van, nem szedtem szét, szóval szolgálhat még mintául, ha alaposabban megméricskélem.

Játszottam kicsit a TINA-val. A modellben minél nagyobb volt a kondi annál jobb volt a helyzet. Feltételezem, hogy a gyakorlatban azonban korlátozza hogy a nagyobb kondin jenetős 100Hz-s komponens áram is folyhat, illetve valószinüleg nagyobb bekapcsolási tranzienst okoz.
Optimális esetben a két tekercs (primer és lemágnesező) menetszáma egyforma, ilyenkor sokkal kisebb a veszteség ezzel a megoldással mint bármilyen más snubberrel.

Az előbbi szimulációt elszúrtam, mert flyback-ként egyenirányítottam a kimenetet... Igy (nyitóüzem, nagyobb mágnesezésivel) szinte alig van lengés...

Én is ugyanezt tapasztaltam. A gond csak akkor volt, ha nem egyezett meg a primer és a reset tekercs menetszáma.
Tehát át fogom tekerni a trafót, most már világos.. 50%-os max. kitöltés nekem egyelőre bőven elegendő. De mi van esetleg akkor, ha én vagy valaki a fejébe veszi, hogy fel akar menni 50%-nál magasabbra, mert akkor a reset menetszáma kisebb kell legyen, mint a primeré. Akkor a két tekercsvég összefogása a kondival az általam először tapasztalt gondot okozza szintén. Szerintem ilyenkor marad az RCD snubber a FET-re a feszmeredekség csökkentésére, ill. bekapcsolásnál a lassabb bekapcsolás, de ezek mint úgy tudom plusz veszteségeket okoznak. Vagy létezik ez esetben imás megoldás is a feszmeredekség csökkentésére? Mondjuk azt nem tudom, a gyakorlatban mennyire használnak olyan együtemű forward konvertereket, amik 50% fölé mennek.

Megosztom a szimulált drain-source feszt és drain áramot is. A szórási induktivitást 10uH-re vettem, a kondi 22nF.
[OFF]Egyébként kikísérleteztem: a PSpice modellben (a leggyakoribb EE-ETD magok benne vannak a MAGNETIC library-ban), a mágnesező induktivitás a magtipusból és a menetszámból adódik, de olyan szoros csatolást használ, hogy a K tényezőt változtatva sem mutatkozik szórási induktivitás, azt kívülről kell odabiggyeszteni.

Én ma a Multisimmel játszottam, és a kvázirezonáns flybacket szimuláltam. Az "ideal transformer" modelje elég jó, mert be lehet írni a priemr és szekudner induktivtiást, valamint a csatolási tényezőt, így szórt induktivitással is számol.
Elég szépen látszottak a légrés energiájának kiürülésekor a berezgések, szóval kezd világosabb lenni.

Nyitóüzemű táp esetében nem szoktak 50% fölé menni, arra ott van a fél/teljes hídkapcsolás, (és esetleg a push-pull), ami ilyen esetben már kevésbé macerás.
Záróüzemű táp esetében lehet 50% fölé menni kellően nagy feszültségű félvezetővel, ilyenkor megvalósítható a valós rezonáns üzem is. Ha van beépített ZVS kondi, akkor az egyúttal a tranzienseket is nagyrészt megfogja, tehát adott esetben előfordulhat, hogy snubber sem feltétlenül kell. Persze ennek ára is van, (pl. Laci által is említett nagyobb trafó), ezért ez a megoldás sem túl gyakori....

A Tina is kezel "csatolt tekercseket", csak nekem pont az nem tetszett, hogy csatolási tényezőt kell megadni (nem pedig szórási induktivitást). Ezért használtam inkább soros tekercseket a modellben a szórás szimulációjához, és párhuzamos tekercset a mágnesezési induktivitás szimulációjához.

Szia!
Azt hiszem megtaláltam a megoldást a problémámra. Ez pedig az IR2153 IC, ami elméletileg képes meghajtani a PC táp főtrafóját. Ha jól gondolom, akkor ez ez félhíd driver, a vele felépített táp pedig egy rezonáns táp, és akkor ezek szerint a PC tápban is rezonáns módon üzemel a táp. Egy két kérdésem azért lenne ezzel kapcsolatban.
Rezonáns táp esetén ugye kell egy rezgőkör. Ebben a tápban egy soros rezgőkört alkot a trafó induktivitása és a 2,2uF, ebben gondolom párhuzamos rezgőkört alkot a trafó induktivitása és a 2,2nF, viszont ebben a tápban hol a rezgőkör?
Skori weblapján olvastam, hogy rezonáns tápok esetén figyelni kell a kapcsolófrekvenciára, hogy a rezonáns értékre legyen beállítva és a trafón nagyjából szinuszos áram folyjon. Van valami hátulütője annak, hogy ha a nem szinuszos áram folyik a trafón? Vagy ez csak a hatásfokra van hatással?
Meg találtam egy ilyen rajzot. Ez az IC ha jól tudom 50% kitöltésű kapcsolójelet generál. Visszacsatolás meg csak PWM-mel működik itt meg csak a frekvenciát tudja változtatni állandó 50% kitöltés mellett, és gondolom a frekvencia változtatása nincsen semmilyen hatással a szekunder feszültségekre, akkor itt mit csinál a visszacsatolás?
A belinkelt rajzok esetén az IC nem segédtápról kapja a tápfeszt, hanem a hálózati feszültségből, ugye ez nem jelent problémát a táp működése során? Fetek helyett tranzisztorokkal meghajtható a trafó?

A három rajz közül egyik se rezonáns, és a legtöbb pc táp sem az.AZ utolsó rajzon az optó lekapcsolja az ic-t ha túl nagy lesz a kimenőfesz. Nem valószínű hogy ez így jól működne..

Akkor ez felvet egy újabb kérdést, miért nincs szekunder körben csak egy esetben fojtótekercs? Tudtommal a kapcsolóüzemű tápoknál az szűri ki a nagyfrekvenciás zavarokat, amit a négyszög kapcsolójel okoz.
A "visszacsatolást" illetően már rájöttem a működésére.

Valószínűleg azért mert ezek elég igénytelen rajzok. A harmadikon lévő kapcsolás szerintem elég könnyen tönkre is mehet pl. Nem érdemes azt a pár alkatrészt lespórolni.

Értem. Nincsen véletlenül egy egyszerű rajzod ezzel az IC-vel, amin rajta van minden lényeges alkatrész? Mert az IC adatlapja elég szűkszavú, még alapkapcsolás sincsen benne. Vagy az általam belinkelt rajzok közül melyiket érdemes megépíteni?
A szekunder induktivitás értékét hogy kell megválasztani?

Ha van szkópod akkor csinálhatsz rezonáns tápot pl:Bővebben: Link Akkor nem kell fojtó a kimenetre viszont a pc táp primerjével sorosan kell egy tekercs. Itt 80uH. (Vagy újratekercseled a trafót megfelelő szórással).

Ha nincs szkóp akkor az általad linkelt rajzok közül az elsőt érdemes megcsinálni. De nem kell bele 1000uF, kisebb is elég. A kimenetre pc tápból bontott fojtó is jó lesz.