feltöltöttem a CM2000 rar-t a google Drive izére, már csak meg kell adnom a letöltési linket.

CM2000

Vírusvédelemmel átnyálazva, én is ezt használom.
Csókolom.

Nem vagyok gyakorlott a megosztásban, nem tudom jó-e a link

Szia!
Igen jó, letölthető.

Óriási köszönet, lejött a rar.

Te vagy a legrendesebb Tóth Béla!

Hogy rajzolta le a késleltetést? És csak úgy csinált mintha leszimulálta volna?

Tina-t szoktam használni, az AC analízisnek hívja. A delay() szimulációjához van benne késleltető vonal (AC analízist még nem futtattam ezen, de valószínűleg menne), a szűrőt lehet veszteségekkel együtt szimulálni, és a visszacsatolást is.

De csak a te árnyékodban!

Szerintem mindegyik szimulátor ugyanazt csinálja és ugyanannak nevezi.
A PWM-ről és a matematikai modellről nem tud Bode-t rajzolni egyik sem, mert az első bemenő impulzust lefuttatja és kész. Nem várja meg, hogy ide-oda billenjen a félhíd, azt valahogy külön meg kellene neki mondani, de nincs rá mód.

Szeretnék fele annyit tudni, mint te!
Most te írj valami szívmelengetőt

Megnéztem, hogy a késleltető vonal, hogy működik TINA-ban. AC analízisben lineáris a frekimenete (hullámellenállással lezárva), a fázismenete pedig a késleltetésétől függ. Teljesen logikus. Visszacsatolásba belerakva már a frekimenetre is jelentős hatása van, mint ahogy a valóságban is. Tehát nem csak tranziens analízis esetén működik a szimuláció, hanem AC analízis esetén is. Tehát Tinában szépen modellezhető a dolog.

PWM végfokot szimulálva, részletes modellel a várható torzítást is tudtunk saccolni - azért csak saccolni, mert a valóságtól jelentősen eltért a mért torzítás (bár azért arányos volt vele). Persze a szimulációhoz nagyon jó modellt kell összerakni, és kb atomerőmű kell hozzá, hogy emberi idő alatt lefusson, viszont a torzítás kivételével, szinte minden szimulált tulajdonság igen közel volt a valóságoshoz. Magyarul pontosan ugyanazt láttuk az oszcilloszkópon, mint a szimulációban. Egy sima UcD modell viszont egész gyorsan, és pontosan szimulálható.

Most viccet félretéve... te hogyan látod ezt a futási idő problémát?

A késleltetés, a kimeneti szűrő, és a visszacsatoló kör belerakható egy ideális opamp áramkörébe is, ami tranziens analízisre ugyan nem lesz jó, de AC analízisre igen.
Amúgy erre van ritkábban szükség. A többi jellemző inkább tranziens analízissel vizsgálható.

Ideális opamp-pal a CM-ben is lehet UcD, vagy más PWM-et szimulálni.
A késleltető művonalra ezt adja ki. A max fáziskésés 23 EZER fok.
A Tinában ez, hogy néz ki?

Hmmm... sose néztem meg a fázismenetét a művonalnak.
Ez a különbség a művonal és az aluláteresztő között a CM-ben.
Ezek szerint Bruno művonalat berakhatott abba a szimulációba, de RC tagot is.
Már csak az a kérdés, hogyan rajzoltatta meg Bode-ot a szimulátorral.

A CM-ben egyébként ez az AC analízis (a Bode).

Tinában a frekimenet egyenes végig, ha 10GHz-ig nézem akkor is. A fázismenet görbéje ugyanilyen csak -86,9k [deg] az alja. Szerintem amúgy a program számítási felbontásából eredő hiba ez a görbe (legalábbis a görbe vége), a fázismenetnek a végtelenségig kellene esnie. De az alacsonyabb frekvenciás része hihető.

Igazából nem tudom mi a célod a szimulációval, a Bruno féle görbéket szeretnéd reprodukálni? Miért? Igazából ez csak az UcD működésének egyik fajta elméleti megközelítése. Már csak azért is mert pl. a frekvencia nem lesz állandó, függ pl. a kivezérléstől (és még sok egyéb, itt nem szereplő dologtól), és ennek ebben a modellben még semmi nyoma sincs - holott elvileg sem a visszacsatolás, sem a szűrő, sem a késleltetés nem változik a kivezérléstől.

Megnyugodtam, hogy mindegyik szimulátor ugyanazt mutatja. Nem is lehetett másként.

Az az egyetlen célom volt az egésszel, hogy bebizonyítsam, hogy az aluláteresztőknek valós idejű késleltetésük (holtidejük) van és a futási idő egyszerű dolog, (t = RC, ill. L/R) csak túl van misztifikálva. Ez sem lehet másként, hiszen bármilyen erősítőben (is) a késleltetést a félvezetőkbe "beépített" kondenzátorok okozzák.
Saját tervezésű UcD-ket építettem néhány évvel ezelőtt - itt vannak valahol ebben a topikban - valamilyen szinten ismerem az ezzel kapcsolatos problémákat, de nem értek hozzájuk annyira mint az elvárható lenne. Nem szóltak annyira rosszul, de visszatértem az analóghoz mert az a szívem csücske. De néha jól esik újra előásni ezekből az előttem rejtélyes kérdésekből egyet-egyet.
Például soha nem értettem azt sem, hogy lehet az UcD-nek nyílthurkú erősítése. Komparálási szintje van, a komparátornak késleltetése, átkapcsolási ideje és a kimeneti impulzusnak élmeredeksége.

Vagy itt van egy másik régi szimulációm. Ez is kiszámolja a THD-t, de nem kell komolyan venni.
Csak arra példa, hogy szimulátorral bármiből lehet erősítőt csinálni.

Egy analóg erősítőnek van egy különbségképző pontja a bemenet környékén. Meg van egy kimenet. Megméred a kettő feszültségét, a kisebbel elosztod a nagyobbat és megkapod a nyilthúrku erősítést. ( lehet, hogy ez egy rossz kifejezés )

Egy pwm-nél ezen a különbségképzési ponton ugyanígy analóg jel van, csak jó nagy torzítással. A kimeneten meg szintén analóg jel van, már kicsi torzítással. Ebből én úgy gondolom, hogy ha ránézünk a rajzra, akkor egy pwm erősítő ugyanolyan, mint egy analóg, csak a különbségképzés után pwm-ben megy a jelfeldolgozás. Tehát, a nyílthurkú erősítést ugyanúgy számoljuk, csak arra kell vigyázni, hogy a különbségképzés után a jel nagyon torz és ugye a nyilthurkú erősítést is az alapharmónikusra kell számolni. Tehát, ebből a jelből meg kell állapítani az alapharmónikus feszültségértékét. Használjuk a Fouriert, mindjárt ki is számolja.

Tehát, szerintem nem az a lényeg a nyílthurkú erősítés mérésénél, hogy van komparátor, vagy nincs, az egész fokozatot egyben kell kezelni, aminek az a feladata, hogy a különbségképzés utáni jelből megcsinálja a kimeneti feszültséget. Hogy ez most analóg, vagy pwm, mindegy. Szerintem.

Ezt esetleg talán majdnem lehet, hogy értem.
De amíg egy analógnál szoros és egyértelmű összefüggés van (kisfrekvenciásan) a visszacsatolási tényező és a torzítás között a PWM-nél ezt az összefüggést nem látom ugyanilyen egyértelműnek.
A PWM-nél a vivőmaradék "kapcsolgatja" a komparátort. Ha ideális komparátort használunk
akkor kijelenthetjük, hogy a nyíthurkú erősítés végtelen. De a bementi összegzőponton a jel az alapjel körül "fűrészel". Akkor billen át a komparátor ha a kimeneti szint meghaladta a visszacsatolókör által "előírt" értéket. Tehát kisebb, vagy nagyobb annál. A kimeneti szűrő "gyártja" a hibajelet jelentős késleltetéssel, ráadásul változó jelalakkal. Kis vezérlésnél ez hasonlít a szinuszra, míg teljes modulációnál inkább a fűrészjelre. A vivőmaradék jelalak- és meredekségváltozása okozza a torzítás jelentős részét.
Vagy valami ilyesmire gondolok... nem tudom mennyire tudtam érthetően megfogalmazni.

Sajnos, ennyire nem egyszerű, ahogy az előbb leírtam. A nyilthurku erősítés erősen változik a modulációs mélységtől (is). Minél nagyobb a modulációs mélység, annál nagyobb az erősítés.
Ráadásul ez még frekvenciafüggő is. 10 kHz-en kisebb az erősítés vagy 15...20%-kal, mint 1 kHz-en.
Ebbe belejátszik az is, hogy a kimeneten van egy soros fojtó, ami magára vesz feszültséget. Minél nagyobb az alapharmónikus frekvenciája, annál nagyobbat. A kimeneti RLC kör vektorábrájából kiderül ( meg a szimulációkból ), hogy a félhíd kimenetén kisebb az alapharmónikus feszültség, mint a tényleges kimeneten. Ez még 10 kHz-en igaz, 20-on már nem.

Én a legfőbb problémát ott látom, hogy a tápfeszültség a teljes kivezérlésnél majdnem elfogy, tehát nem tud a félhíd elég gyorsan áramot nyomni a szűrőbe, ezért beállít egy jóval hosszabb bekapcsolási időt. Persze a másik irányú kivezérlésnél ilyenkor nagyon keskeny impulzusokat állít elő, hiszen ott a tápfesz közel kétszerese pumpálja be az áramot a szűrőbe. Ebből azért látható, ha az áramkörnek nagy a késleltetése, akkor rendesen túllendül a kimeneti feszültség. És vele jön a magasabb THD.

Szerintem a leglényegesebb a késleltetési idő egy pwm-nél. A nyílthurku erősítésnek meg kell lennie egy adott értéknek ( különben nem indul el az önrezgés ), a felett alig számít valamit, legalábbis a THD-ban.
A másik a vivőfrekvencia, ez is kevésbé lényeges, persze azért jobban számít, mint a nyílthurku erősítés.

Ebben a mondatban van a tévedés lényege. A PWM fokozatot akkor vezéreled ki 100%-ig, ha a komparátor bemenetén, az ide visszajutó vivőmaradékkal egyező csúcsértékű analóg jel is van. A 100% kivezérlés elméletileg a táppal közel megegyező csúcsértéket jelent. Ezt továbbgondolva, a nyilthurkú erősítés (ideális komparátor esetén):
tápfesz / komparátorra visszajutó vivőmaradék.
Bár sok értelme nincs ezt így kifejezni, hiszen alapból visszacsatolt rendszert használunk, és visszacsatolással együtt vizsgáljuk. Ráadásul a visszajutó vivőmaradék nagysága kivezérlésfüggő, és a hullámformája is változik a kivezérléssel - ez pedig torzítást visz be. Nem véletlenül fejleszti tovább az UcD-t sok gyártó, mert azzal önmagában nehéz nagyon alacsony torzítást elérni. Volt alkalmam néhány komolyabb (pwm) erősítő a kapcsolási rajzát megnézni, és bizony elég trükkös megoldásokat alkalmaznak a torzítás csökkentése érdekében. Ezek a megoldások van amikor bonyolultabbak mint az erősítő, de az UcD-nél mindenképpen.

Jó, de ezt biztosan nem tőlem idézted.
Én azt írtam le, hogy szerintem, mit jelent egy visszacsatolt erősítőben a nyilthurkú erősítés és azt hogyan mérném. Ettől még lehet, hogy nincs igazam.

Ezekről a trükkös megoldásokról tehetnél fel rajzot.

A nyílthurkú erősítésnek szerintem semmi ahhoz, hogy mekkora a kivezérlés. Ha nincs bemeneti jel akkor is van nyílthurkú erősítése egy erősítőnek, ami a feszültségerősítő fokozatok erősítésének a szorzata.
Amiről "compozit" írt: a kimeneti feszültség osztva a bemeneti összegzőponton keletkező alapjellel.
Ez látható a szimuláción (a különbségi jel 100-szoros nagyításban).
A kimeneti szint: 24 Vpp, a különbségi jel: 54.5 mVpp.
A kettő hányadosa: 425 - ez a nyílthurkú erősítés - ha jól értelmezem. Ha a komparátor erősítését növeljük (pl. beiktatunk egy harmadik fokozatot is), az összegzőponton az alapjel szintje csökkenni fog, vagyis nő a nyílthurkú erősítés.
A vivőmaradéknak ettől sem az alakja, sem az amplitúdója nem fog változni, de lehet, hogy ebben tévedek... ezt is ki kell próbálni.
Valami értelme biztosan van a nyílthurkú erősítésnek, hiszen Bruno is több helyen megemlíti.

A vivőmaradék amplitúdója szerintem nem kivezérlésfüggő, de ennek is utána kell nézni.
Annyi biztos, hogy a visszacsatolókörben nem véletlenül van ott az a differenciálótag. Ez növeli meg a vivőmaradék amplitúdóját, alakját (nagyon elnagyolva - a szinuszból háromszöget csinál) és gyorsítja a vivőfrekvenciát, azaz csökkenti a komparátor késleltetését (a pólust semlegesíti egy zérussal (jó pongyolán fogalmazva)).

Nem, én nem ezt írtam. Én azt írtam, hogy hibajel alapharmónikusával ( amit az FFT kiszámol ) kell osztani a kimenőjel alapharmónikusát. Nagy különbség van.

De, van köze a nyilthurku erősítésnek a kivezérléshez. 20% körüli a különbség a teljes kivezérlés és a negyedkivezérlés között. Hogy miért, azt nem tudom...

Igen, plusz erősítő, vagy érzékenyebb komparátor beiktatásával csökkeni fog a hibajel a nagysága, de csak egy darabig. Eljön az a pont, ahonnan hiába növeled az erősítést nem csökken a hibajel amplitudója, mert a késleltetési idő nem engedi. Ahhoz, hogy csökkenjen az amplitudó, nagyobb vivőfrekvencia szükséges. Ez viszont a késleltetések miatt nem megy.

Most akkor felmerül a kérdés, hogy miért nem a késleltetési idő határozza meg a vivőfrekvenciát? Valami olyasmi, hogy az igaz, hogy letelt a késleltetési idő ( ami alatt nem történt semmi a félhíd kimenetén, de nem is változott meg a szűrőkör állapota. Tehát ezt a változást meg kell várni, hiszen ez jut vissza a hibajel előállítására. Ez az idő függ a betápfesz és a kimeneti kondi mindenkori állapotától.

A vivőmaradék amplitudója is változik a kivezérlés függvényében. Igazán, csak a nagy kivezérlések esetén. Ahogy korábban leírtam, az, hogy az egyik félperiódusban ( mondjuk szinusz esetén ) nő az impulzusszélesség a felső FET-en, de az alsó tranyón meg csökken. Méghozzá nagyon, mert a szűrőkört az alsó tranyó bekapcsolása alatt, a kétszeres betáp hajtja. Itt nagyon gyorsan beleütközik a késleltetési időbe, aminek az az eredménye, hogy a kimeneten megnő a hullámosság, így a hibajelben is. És ez ellen szerintem semmit nem lehet tenni, mert ez az áramkör fizikai működése. Ettől még nem rossz, mert 2 x 43V-ról 8 ohmra lehet csinálni 0,06% THD mellett 100W-ot.

Nézd már meg légy szíves ezt a legutóbb kitett "vivőmaradék..." című képet (nem merem írni, hogy alkotást, mert esetenként szerény vagyok). Rákattintasz a kép címére, a kép nagyobb lesz. Most nézd meg hol áll az 1-es és 2-es marker. Nem tudom, hogy ez most különbségi jel, vagy hibajel, de ki van vonva a bemeneti alapjelből a visszacsatolókör által leosztott kimeneti feszültség. A vivőmaradék csúcsira vannak húzva a markerek és így mutat 54.6 mVpp-t a szimulátor. A kimeneti feszültség hányadosaként ez van meg 425-ször.
Nem ezt tekintjük nyílthurkú erősítésnek?
660 mVpp kimeneti fesz.-nél 590-re nő a nyílthurkú erősítés, tehát igen, változik - de nem annyira jelentősen - 2,85 dB-t.
folytatom...

Igen, a két bemenet közti különbséget erősítik a következő fokozatok. Tehát: input-fb pontok az, ami hajtja a következő fokozatokat.
Ami nem jó, hogy nem ez adja a bemeneti jelet, hiszen mi az alapharmónikus feszültségerősítésre vagyunk kíváncsiak. Az alapharmónikust megkapod, ha a Fourier analízisbe beírod, hogy ( input-Fb ), a következő vizsgálat meg a kimeneti fesz Fourier analízise, bár ennek nem sok értelme van, hiszen az egy nagyon kis torzítású jel. Tehát írhatod osztandónak rögtön a kimeneti feszültséget.

Ezt az egészet csak én találtam ki, abból kiindulva, hogy van egy különbségképzés ( vagy rendelkezőjel képzés, vagy hibajel képzés ) a bemeneten, utána van némi elektronika, ami ebből a jelből csinálja meg a kimeneti feszültséget. Ehhez kell egy feszültségerősítés, természetesen figyelembe véve a visszacsatolást is ( de azt már tartalmazza az - input-Fb - ). Ezt az erősítést kell valahogy megmérni a szimulátorban. Tehát, ebből a szempontból mindegy, hogy analóg, vagy PWM. Az, hogy van vivőfrekvencia, meg késleltetés, egy működő áramkörben, egy ilyen mérésnél nem játszik szerepet. ( ha az konstans )

Én ezt tekintem nyílthurku erősítésnek, de ez nem biztos, hogy helyes. Ha erről van szó, akkor én erre gondolok. Ezért nem szeretem az elnevezéseket, mert mindenki máshogy gondolhatja. Ha körül van írva, akkor már jó, akkor érthető.

Szerintem azt is mondhatjuk, hogy a fázismenet határozza meg a vivőfrekvenciát. Ott fog oszcillálni ahol a fáziskésések összege/különbsége eléri a -180 fokot, vagyis eredően a -360 fokot. Persze a komparátor késleltetéséből adódik a fáziskésés is, vagyis ezek egymás függvényei. De a differenciáló kondi valamelyest kompenzálja ezt a késést, de ennek is van maximuma ahonnan tovább növelve a kondi kapacitását a vivőfrekvencia újra csökkenni kezd.

Azon a "vivőmaradék" képen azt látom, hogy vivőmaradék amplitúdója sem változik jelentősen. Legalábbis nem akkora mértékben, hogy foglalkozni kellene vele. (Vagy igen?)
Hogy teljes kivezérlésnél a vivőmaradék jelalakja fűrészjel-szerű lesz, már többször volt szó.
És szerintem (is) ez a jelalak-változás a torzítás legfőbb okozója, mivel a komparátoroknak nem csak billenési küszöbszintje van, (vagyis nem tudom van-e ilyen, mert a komparátor is analóg erősítő, amely a felépítéséből fakadóan valamekkora nyílthurkú erősítéssel rendelkezik) de a jelemelkedési sebesség is befolyással van a késleltetésére.

Bruno az m22-ben elérte 0.004% 50-200 W között 8 Ohm-os terhelés mellett a szokásos "mezei" visszacsatoló-hálózatával