200A az problémás, az alábbiakat kell mérlegelned:
- trafó szekundere 1-2 menet lesz. Egy ilyen trafót alacsony szórt induktivitiással csak planár elrendezés esetén tudod megvalósítani (akkor oda pedig részszalag kell)
- egy jó tucat TO247-es tokozású shottky diódára lesz szükséged az egyenirányításhoz, ahol legalább 7% veszteséged lesz, ami 168W. Baromi nagy bordát jelent majd, biztosan ventillátoros hűtéssel
- az előbbi pontból adódóan eszméletlenül kifizetődő lesz a szinkronegyenirányítás, aminek megvalósítása nagoyn bonyolult és nehézkes. De még ide is jó tucat FET fog kelleni, lényegében néhány mOhm körüli eredő Rdson-t kellene elérni, hogy a a veszteség könnyen kezelhető legyen (kisebb mint 50W)
- a szekunder oldalon a szokásosknál sokkal nagyobb rézvastagságú nyák kell majd..
és még sorolhatnám...

De ha azt sem tudom mi fán terem a kapcsolóüzem, akkor ilyenbe még ne vágj bele!

Hát igen!

Diódából kell pár darab, jókora hűtéssel.

Vagy én mégiscsak javasolnám a szinkron egyenirányítást.
Elegendő egy gyors optón átvinni a primer oldali fetek jelét és azt a szekunderen + meghajtókkal összekalapálni a szekunder egyenirányítással.
Bővebben: Link

Ekkora áramra a nyák már csak arra kell hogy az alkatrészeket összetartsa. Mindenhol szigorúan rézsíneken kell közlekedni.

Én meg azt mondanám, hogy szinkronegyenirányító vezérléséhez létezik cél-IC (pl. TexasInstruments-nél többféle tipusból lehet válogatni). Ezekkel akár rezonáns táphoz, vagy flybackhez is lehet csinálni szionkronegyenirányítást.

Akkor a PC tápokban lévő gyűrű magok nem jók trafónak? Ez szomorú, mert van jó pár belőle, és bíztam benne, hogy jók trafónak.

Természetesen!

De én most a kapcsolás "bonyolultságához" ajánlottam egy egyszerűbb diszkrét megoldást.

Köszönöm a válaszokat, meggondolom hogy legyen, és még utánna nézek ennek-annak. Aszem a szinkronegyenirányításnak utána olvasok,
üdv. Zsolti

Meg hozzá a current doubler. Itt egy kis olvasnivaló hozzá.

Az áramkétszerező egyenirányítással azonban nem csak előnye származna, hanem hátránya is.
A transzformátora könyebb lenne, mert így dupla annyi menet fele árammal, ezzel könnyebb lenne a tekerése.
Azonban az áramkétszerező induktivitások plusz méretetet és plusz veszteséget jelentenek.

Egy fojtón nem sok a réz veszteség. Ha már ZVS akkor magas freki ergó kis fojtó is elég. Csak arra kell figyelni hogy ne legyen nagy köráram a tekercseken keresztül a szekunderen mert az feleslegesen melegít mindent.

Az áramkétszerezőnek pont az az óriási előnye, hogy egy db szekunder kell neki! Különben, pláne ilyen kis feszültségre, óriási áramra már elég nehéz megcsinálni a két szekunder tekercset úgy, hogy egyformák legyenek és nagyon kicsi legyen közöttük a szórás. A másik, hogy kisebb a transzformátor típusteljesítménye, vagyis kisebb méretbe belefér.

Én első körben azt kérdezném meg: készített-e már valaha kapcsolóüzemű tápegységet. Mert ha még nem, akkor kicsit kisebb fába kellene vágnia a fejszéjét.. nekem ez a véleményem.
[OFF] Én eddig egyet csináltam, 12V-ról +/-24V, ETD29 mag, tranzisztoros astabil+totem-pole meghajtás, IRFZ44 fetek, 80kHz.. valami ilyesmi, egyszerűbb, és nem pénztemető dologgal kellene próbálkozni első körben. Ha már jártas az illető, akkor bocsánatot kérek. Egyébként a kérdés amúgy nem ártott senkinek felröppenő infókból, megoldásokból én is tanulok.. folyamatosan

Igen, igazad van. És akkor még nem beszéltünk arról, hogy milyen eszköz igényei vannak egy ilyen táp élesztésének, bemérésének.

Lehet kicsit OFF, bár a sárga fojtókhoz kapcsolódik.
Tegnap hozzám került egy hibás PC táp. Az alap hibát az okozta, hogy befogott a 12 centis ventillátor, minek hatására intenzív sebességgel száradhatott ki az egyik, kipúposodott elkó. Ha már kiszáradt, csökkent a kapacitása, és megnőhetett a feszültség hullámossága, amit a második fojtó fokozat megfogott, viszont így a csatolt fojtón is nőtt az AC komponens, nőtt a hiszterézis veszteség és a melegedés. Ezen vasak veszteségeire jellemző lehet, hogy a tekercs lakkozása barnára égett, a mag eredetileg sárga-fehér festése pedig szürkére változva pergett le. Bár a rézveszteség is közrejátszhatott, mivel a szokásosnál kicsivel vékonyabb vezetékből volt a csatolt fojtó tekerve, viszont az égés fő oka szerintem a gyenge vas volt.

Üdv!
Lehet ide egy kicsit off. Javított már valaki ilyen(SET150SR)
Kapcsolóüzemű táp spotlámpához. Műszerészt kérdeztem de azt mondták ilyennel nem foglalkoznak. Lehet egyáltalán javítani vagy érdemes?
Válaszokat előre is köszönöm!

Közben szimuláció útján megvizsgáltam a tradicionális félhidas PC táp alapkapcsolását, azzal a különbséggel, hogy elhagytam a kimeneti fojtótekercset. Két szekunder, kettős diódával egyenirányítottam. Ezekben ugyebár szorosan csatolt trafó van (~5uH szórási induktivitással), a primer egyik végét totem-pole kapcsolásban ráncigálja két tranzisztor (én FET-tel szimuláltam), a másik oldal pedig egy (általában) 1u-s kerámia kondival megy a két táppuffer által létrehozott féltápra. Az eredmény láttán erős a gyanúm, hogy alapjában véve ezek is rezonáns tápegységek (a mellékelt ábrán a primer tekercs feszültsége és árama látszik.. 15,5V/8A kimenet esetén). Csak ott a kimeneti fojtó miatt elég terhelésfüggő a feszültség szabályozás nélkül, de fojtó nélkül, szimpla kondis puffereléssel viszonylag stabil. Más kérdés, hogy ez esetben némileg nagyobbak a kapcsolási veszteségek. Kétségtelen, hogy a legelőnyösebb a szórótrafós megoldás, viszont aki nem profi célra akar tápot, elég neki +/-24 vagy +24 valamihez, és van bontott PC tápja, szerintem követheti ezt a megoldást.
(A tekercsel sorban lévő kondi a frekvencia miatt 2u.. én 50kHz-en szimuláltam, de a PC tápok 80...100 körül működnek. 1u-val hamarabb lecsengett az áram, mintha jócskán megnöveltem volna a dead-time-t)

Megj.: a FET-ek szándékosan lettek lerontva a 3,3n kondikkal.. azok a FET-ek, amiket használni akarok, nagyobb G-S kapacitásúak

Közelebbről is megnéztem a kapcsolási veszteséget: 140W 75nS ideig, ami a 20us-os kapcsolási periódust figyelembe véve FET-enként 0,57W átlag veszteség. Persze ez valamelyest ideális eset.. viszont a gate+3,3n töltögetése 400mA körüli csúccsal megy, amit az IR21531 is meg tud oldani. Egyébként egy másik tápban láttam, ahol FPQ5N50 FET-ek kapcsolgatnak, gate-meghajtó trafóról, hogy a gate-source átmenethez 10n kondit biggyesztettek. Szerintem ők se viccből: ugyanis ha elhagyom a 3,3n-kat, akkor a kapcsolási veszteségre jutó idő nem változik számottevően (~50ns), viszont értéke erre az időtartamra átlag 1kW, ami eredendően 4W körüli veszteséget okoz.

Tedd fel légy szíves a gate-source feszültségeket a 3,3 nanoval es anélkül is. Egyébként tetszik.

Nem akarok "ünneprontó lenni", de azért szerintem hibádzik a dolog: Ha a szórási induktivitás kicsi (a határ/üzemi teljesítmény nagyon eltérő) és ezt hangoljuk ki a rez. kondival, akkor alacsony lesz L/C arány. Ez a gyakorlatban annyit jelent, hogy sokkal érzékenyebb lenne a pontos beállításra a készülék. Ha kicsit is elmászik a rezonancia pl. hőmérséklet-változás miatt, akkor máris annyi a rezonáns működésnek. A rezonáns elemeken levő alacsony feszültség miatt pedig a szinuszos áram torzítása lényegesen nagyobb lesz, a nullaátmenete közelében gyorsabban fog változni -> emiatt nehezebb eltalálni, hogy pont akkor kapcsoljanak a fetek.
Nem vitatom, hogy feltehetőleg még igy is jobb lenne valamivel a hatásfok, mint egy pwm táp esetén, (de rosszabb mint egy rendes rez. táp-é), ugyanakkor szerintem a rezonáns táp hátrányai erősebben jelentkeznének. De ezt a gyakorlatban kellene megvizsgálni, mert ez szerintem pont szimulációval vizsgálható jelenségek közül egy olyan határeset, amikor a gyakorlat jelentősebben is eltérhet a szimulációban vizsgált áramkörtől. (gondolok itt pl. a vasmagok nemlinearitásából, frekifüggő veszteségéből, a szórásból, stb eredő valós paraméterekre)

Egyébként azt én is észrevettem, hogy torzul az áram egy valódi rezonáns táp áramához képest. Főleg kisebb terhelések esetén. A szimuláció pedig tényleg csak egy alap támpont.. Mindenesetre minden alkatrészem megvan hozzá, ha lesz időm, nem tart majd sokból elkészíteni.. hajt a kíváncsiság, kimérem majd. Mindenesetre a PC tápok nagy százaléka ezt a topológiát használja (elvétve vannak sima együtemű forward tápok, és főleg a régebbiek közül akadnak flyback kivitelűek is). Szórakozásom célja az volt, hogy kiderítsem: mi is a szerepe a szorosan csatolt, kis szórású trafóval sorbakötött kondinak, és első körben erre a megállapításra jutottam. Még majd vizsgálgatom a dolgot.. de így már legalább megtudtam válaszodból, hogyan befolyásolja a működést a rezonáns tagok aránya. Mert ugye elvileg végtelen LC kombináció létezik egy adott frekvenciára rezgőkör kialakítására.

Közben bepakoltam a kapcsolásba egy 10u-s kimeneti fojtót, és játszottam a kitöltési tényezővel.. így meg már végképp nem sok köze van az áram alakjának a rezonáns működéshez. Szóval, hogy miért egy 1u-s kondin keresztül megy általában ezekben a tápokban a trafó a félhídra, egyelőre rejtély maradt számomra

A vezérlés tökéletlenségéből adódó, eseleges maradék DC komponens leválasztására.

Egyébként igazad volt a kiélezettséggel kapcsolatban. Visszatérve a fojtó nélküli elrendezéshez, elláttam a szekundereket egyenként 500nH-s soros induktivitással (közelítve a trafót a valósághoz, szórási induktivitásként, ha már egyszer a primernek is adtam), és már ezzel is borult a feltételezett rezonáns működés. És a primer és szekunder tekercsek ohmos ellenállását bele se vettem

Legutolsó megállapításomat (szekunder oldali szórt induktivitás hatása) vissza kell vonjam. Ugyanis annak beépítése a szimulációba a rezonáns kapcsolást is jócskán elrontja. Valószínűleg rosszul közelítem meg a dolgot, ugyanis Cimopata mért jelalakjai nem ezt bizonyítják. Ezek nélkül azonban (csak primer oldali induktivitással: 90uH+2x56nF, 50kHz-re hangolva) mintaszerű szinusz áramformát kaptam. Az igazi az lesz, ha építek és mérek, és akkor nyilatkozom. Tervezem, hogy hatásfokot és cosfi-t is mérek majd különféle terhelések esetén.. munkahelyen megvannak hozzá az eszközök.. csak hogy ez mikor lesz kivitelezve, az még egy jó kérdés
Egyébként van még egy kérdésem: mit értünk határteljesítmény alatt, amit említettél (hogy kis szórt induktivitás esetén a határteljesítmény és az üzemi teljesítmény nagyon eltérő) ? Hogyan függ a szükséges szórási induktivitás rezonáns tápok esetén a teljesítménytől?

Közben kicsit utánaolvastam a félhidas PWM tápoknak.. A trafóval sorban lévő kondenzátornak elsősorban az ún. "110V-os" üzemnél van jelentősége, amikoris az egyenirányító a pufferekkel feszültség-kétszerező módban működik. 230-as üzemnél elvileg el is lehetne hagyni.
(forrás: Keith H. Billings - Switchmode Power Supply Handbook, 1989)

És minek kell ilyenkor bele a kondi? Ugyanúgy működik, mint 230-ról. Az a kondi csak a vezérlés hibáiból eredő esetleges DC összetevőt tartja távol a trafótól.

Nem tetted fel a gate-source feszültségeket a szimulátorban...pedig biztos lett volna ott néhány érdekes dolog.

Igen, még nem tettem fel.. ma este felteszem.
Egyébként itt az originál magyarázat.. pontosan még nem fordítottam le, csak átfutottam a kezdő angolommal.

(forrás: Keith H. Billings - Switchmode Power Supply Handbook, 1989)

Íme, megcsináltam az ábrákat. (Most snapshotolva, így jobban látszanak a különböző jelek). Készítettem egy zoomolt ábrát is, ami 3.3 nanós kapcsolással van. Látszik, hogy amint az egyik FET kikapcsol, elkezd esni a FET-félhíd kimenetén a feszültség, egyúttal nőni kezd az épp kikapcsolt FET Ugs feszültsége, és amint a másik Ugs feszültsége eléri a bekapcsolási szintet, megtorpan, egészen addig, amíg a félhíd kimeneti feszültsége közel nullára nem megy. Na ezen megtorpanás alatt disszipálnak a FET-ek, mert az egyik teljesen, a másik meg egy kicsit van nyitva. Minél nagyobb az Ugs kapacitás, annál kisebb értékig szalad fel az épp kikapcsolt FET Ugs feszültsége, annál kevésbé lesz nyitva, mikor a másik teljesen bekapcsol. Ez ellen se snubber, se ellendióda nem hat sehogyan sem. Úgy gondolom, ezt hivatott kiküszöbölni a ZVS (Mert egyébként ezen 3,3nanók megléte/hiánya a rezonáns kapcsolásban is ugyanezt okozta).

Egyébként ha a FET-ek gate ellenállásával párhuzamosan visszafelé beteszek egy shottky-diódát, a kapcsoláskor disszipált veszteség megtizedelődik a 3,3 nanós esethez képest is (természetesen akkor nincs bent a plusz kondi).
Csak:
-1: ahhoz el kell találni a terhelést/sokmindent a szimulációnál, mert történnek olyan jelenségek, amihez a minimális időegysége a szimulátornak már túl nagy, és kiakad
-2: az IR21531 úgysem tudna akkora gate levezető csúcsáramot biztosítani, mint amekkora abban az esetben kéne.

Ajánlom az AN1160 doksit az IRF-nél, ami igaz az IRS27951-re van, de ott van a ZCS és ZVS mód is tárgyalva nagyon röviden az elején, és ott ezek látszanak rögtön.