Fórum témák
» Több friss téma |
Fórum » Programozható kimeneti feszültségű kapcsolóüzemű tápegység
Témaindító: Giants, idő: Feb 16, 2009
Még csak most van időm néhány észrevételt hozzáfűzni a méréssorozathoz.
Az első amit elmondhatok, hogy az impulzustranszformátor méretezése megfelelő. A jel alakokon jól látszik, hogy a tekercs árama 0-100% kitöltési tényező esetén is közel lineáris, vagyis a vas nem megy telítésbe. Azért vannak aggasztó tünetek is.. a 75. ábrán látható szekunder oldali feszültséget megfigyelve kiugróan magas feszültségcsúcsokat figyelhetünk meg, amelyeknek nem kellene ott lenniük... A Q1, Q2 fetek kikapcsolásakor - a az impulzustrafó áramának megszakításakor - jön létre és ezzel hibás működést okoznának. Keresem a megoldást...
A tesztmérések befejezésével most tudok beszámolni azok eredményeiről. Megelőzve a konklúziót: módosítom az eredeti elképzeléseimet. A módosítások részben nyákhibák következményei, részben pedig a tapasztalt működési hiányosságok.
Először lássuk összegezve a problémákat. - magas a szabályozó áramkör disszipált teljesítménye Két összetevője van: egyik a dsPIC 5V-os tápfeszültségét biztosító soros stabilizátor vesztesége, másik a dsPIC saját vesztesége. Mindez azt eredményezi, hogy a szabályozó magas üzemi hőmérsékleten működik. A veszteségi teljesítmény csökkentése a soros stabilizátor elhagyásával oldható meg. A segéd tápegység kimeneti feszültségét 5 V-ra beállítva biztosított a szabályozó áramkörök tápellátása. A dsPIC áramfelvételének csökkentésére korlátozott lehetőségek vannak. Ez elsősorban a chip teljesítményének (műveleti sebességének) csökkentésével lehetséges. 20 MIPS-ről 10 MIPS-re csökkentve az áramfelvétel 60 %-al csökkenhet. További lehetőség egy hűtőfelület alkalmazása. Ezen kívül a tápfeszültség csökkentésével is kisebb lesz a disszipált teljesítmény. Ennek azonban más konzekvenciái is lehetnek (t.i. a teljes áramkört pl. 3.3 V-ra kell tervezni, amely nem minden alkatrész pozícióban célszerű) amelyeket mérlegelve változatlanul 5 V-os tápfeszültséget alkalmazok. - a MOSFET gate meghajtó áramkör áramfelvétele viszonylagosan nagy, ami hozzájárul (fizikai elhelyezkedésénél fogva) a szabályozó áramkör hőmérsékletének további emelkedéséhez Az impulzus transzformátor meghajtását két TTL logikai szinttel vezérelhető MOSFET látja el. A korábban bemutatott transzformátor típus - geometriai méretei miatt - csak úgy működik megfelelően, ha nagyobb drain áramot állítok be. Ennek következménye a nagyobb veszteségi teljesítmény a FET-eken. A „megfelelően működik” meghatározás nem teljesen igaz. Kisebb drain áram beállításával a korábban bemutatott feszültség diagramokban látható zavaró feszültségimpulzus megszűnik és a primer oldali jelalakok az elméletit közelítik. Ám a szekunder oldal jelszintje és alakja ebben az esetben meglehetősen torzul, ami alkalmatlan a teljesítmény FET-ek meghajtására. Ez abban nyilvánul meg, hogy a PWM jel” vezetési” ideje alatt csak részben nyitnak a teljesítmény- FET-ek. A szükséges jelalak és feszültségszint eléréséhez nagyobb áram kell. Ennek következménye azonban, hogy a szórt induktivitások és elégtelen csatolás miatt nem kívánt impulzus jelenik meg a meghajtó FET kikapcsolásakor és ez funkcionális zavarok forrása lehet a későbbiekben. Aktív clamp áramkör beépítésével lehet csökkenteni de ez a hasznos jelszintet is redukálja aminek nagysága így is problémás. A FET-ek gate feszültségének 10V-nál nagyobbnak kellene lenni. Megoldás lehet más geometriájú transzformátor felhasználása, hogy alkalmasan megválasztott tekercseléssel csökkenteni lehessen a szórt induktivitás mértékén és növelni lehessen a primer és szekunder tekercsek közötti csatolást. Lehetséges megoldás: A fennálló problémák megoldására nem külön-külön keresek megoldást, hanem komplex módon próbálom kezelni azt. A működőképesség elérhető az impulzus transzformátor cseréjével és a meghajtó áramkör módosításával. Ám nem segít a magas veszteségi teljesítményen. Ha soros stabilizátor helyett step-down áramkört alkalmaznék, csak bonyolítanám a helyzetet. Mindezt mérlegelve úgy döntöttem, hogy radikális átalakítást csinálok. Sorban a következőket: A segéd tápegység kimeneti feszültségét 5V-ra szabályozom (mivel ez egy fly-back táp, így alacsony a vesztesége. Ezzel megszüntetem a soros stabilizátor veszteségét. Ezzel a lépéssel azinmban elveszítem a 12V-ot amire szükségem lenne a FET-ek meghajtásánál. Ezt úgy kerülöm ki, hogy alsó/felső oldali mosfet meghajtót építek be, az izolációt optikai csatolókkal valósítom meg. A FET-ek meghajtásához szükséges 15 V-os tápfeszültséget a segédtáp nem elválasztott kimenetéről nyerem. Ezzel a megoldással elhagyható a szabályozó áramkörön elhelyezkedő stabilizátor valamint a két FET. Elhagyható az impulzustranszformátor és módosítás miatt egyszerűbb lesz az áramköri lap huzalozása amely tovább csökkenti a gate vezérlő áramkör szórt induktivitását és parazita kapacitását. Járulékos „nyeremény”, hogy a meghajtó által termelt zajfeszültség is csökken. A módosított kapcsolás a 75.ábrán látható. 75.ábra Érdekelne van-e valakinek valamilyen ötlete a problémák megszüntetésével kapcsolatosan, valamint észrevétele, javaslata a módosítást illetően!
Háát, ha működne a link ránéznék, még ha érdemben nem is tudnék hozzászólni.
Üdv!
Én is nézném, de nem működik a link
A 75. ábrán vázolt áramkört kipróbáltam, különös tekintettel a stand-by tápegységre.
76. ábra Alapvetően annak megfelelő működésétől függ a teljes módosítás megvalósítása. Ezért volt fontos tesztelni mielőtt a végeleges áramköri lap elkészülne. A segéd tápegység azonnal elindult. A méréseket leválasztó transzformátor és változtatható torroid transzformátor közbeiktatásával végeztem. Kb 50 V-tól kezdett működni. A felső feszültséghatárt nem próbáltam ki, mert elfelejtkeztem arról, hogy 200 V-os kondenzátort használok és kb 270 V-nál az elktrolit kondenzátor eldurrant. Cseréje után ugyanez a sors várt a rajzon C9 pozícióban lévő kompenzáló kondenzátorra is. Annak pótlása után egy óvatosabb feszültségemelés mellett már nem történt semmi különös esemény. Itt jegyzem meg, hogy a C9 kondenzátor fizikai elhelyezkedése kritikus, lehetőség szerint un. Kelvin-csatolt kialakítást kell alkalmazni, ahol a kondenzátor hozzávezetést nem lehet a TOPSWITCH Source áramának elvezetéseként használni. 77. ábra A következő feszültségek mérhetőek a tápegységben: A 78. ábrán a TOP222 Uds feszültsége látható terheletlen állapotban. 78. ábra A 79. ábrán a galvanikusan leválasztott 5 V-os kimenet zajfeszültsége látható. 79. ábra A 80. ábrán a leválasztatlan kimeneti feszültség (15 V?) látható. 80. ábra A 81. ábrán a leválasztatlan kimenet zajfeszültsége látható. 81. ábra A 82. ábrán a TOP222 Uds feszültsége látható 350 mA terhelés mellett. 82. ábra A mérések, képek alapján több azonnal szembetűnő sajátosságot lehet észrevenni. Az első és legfontosabb, hogy a TOPSWITCH Uds feszültsége elég nagy lengést mutat. Ennek oka elsősorban a tesztáramkör kialakításának köszönhető járulékos jelvezeték induktivitás. Ezek hosszának csökkentésével (a nyomtatott áramköri lapon értelemszerűen lényegesen rövidebbek lesznek) és a D11, R14, C10 clamp áramkör helyes méretezésével jelentősen redukálható a feszültségcsúcsok nagysága. A másik fontos tény - és ez volt a próba célja -, hogy a leválasztott kimeneti feszültség 5.2 V a leválasztatlan kimenet 10 V-os értéke mellett, ami megfelel a várakozásoknak. A kimeneti feszültség módosítható a DZ2 értékének alkalmas megválasztásával. Ebben a kapcsolásban 3.6-Vos Zener diódát építettem be. A kimeneti feszültség a DZ2, R15, R13, VO4 dióda által alkotott hurok feszültségével egyenlő. Így a DZ értékének kisebbnek kell lennie a kívánt kimenő feszültségnél. Itt kell megemlítenem, hogy a tervezett 15 V-os vezérlő áramköri feszültség helyett 10 V-ot kaptunk, ami nem okoz problémát. Egyrészt azért nem, mert a 10 V-os vezérlő feszültség elegendő a teljesítmény MOSFET-ek meghajtásához (egyik korábban jelzett probléma kiküszöbölve!), másrészt terhelt állapotban a stand-by tápegység leválasztatlan feszültsége emelkedik, a bemutatott 350 mA mellett közel 15 V-ra. Megállapíthatjuk, hogy a módosítás ezen része beváltotta a hozzá fűzött reményeket. Ezzel elhagyhatjuk a szabályozó áramköri lapon elhelyezkedő soros feszültség stabilizátort, csökkentve a veszteséget. A kimenetek zajfeszültség mértéke még említést érdemel. A végleges hordozón a kialakítás miatt eleve csökken, de a kimeneteken elhelyezett L-C szűrőkörrel tovább lehet javítani rajta. Mértéke a többi áramköri elem – így a szabályozó – működése szempontjából érdektelen. Tartós terhelés hatására sem emelkedett lényegesen szobahőmérséklet fölé a TOP222 hőmérséklete. (Terheletlen állapotban magasabb volt.) Ennek ellenére megfontolom egy minimális hűtőfelület beépítését.
Az elmúlt két hétben, ahogy időm engedte, átterveztem a nyomtatott áramköri lapokat és legyártattam azokat. Pénteken kaptam kézhez és azonnal nekiláttam összerakni. Az első változathoz képest egyelőre jelentős előrelépés, hogy nem találtam huzalozási hibát. Úgy döntöttem, hogy most nagyobb léptékben építem meg a tesztváltozatot, ennek megfelelően nem csak a stand-by tápot, hanem lényegében az egész áramkört beforrasztottam.
Az első bekapcsolás után óvatos feszültség emelés közben folyamatosan mértem a leválasztott kimenet feszültségét. Stabilan tartotta az értéket. Így egy műterhelés beiktatásával megismételtem a méréseket. Soha nem ülhetünk a babérjainkon (ezt most egy aranymondásnak szántam), mert amint a vonali feszültséget 180V fölé emeltem, - a kimeneti feszültség ugyan stabil maradt – de a leválasztatlan 12 V-os feszültségem már nem annyi volt…. hanem 27V... és további bemenő feszültség emelés esetén tobább növekedett. A változás nagyságából ítélve a hálózati feszültség névleges értékénél kb. 38V-ra emelkedett volna. Ez egy újabb probléma…. Az IR2110 maximális tápfeszültsége 25V és az elektrolit kondenzátorok is 25V-osak. Gyorsan csökkentettem a sínfeszültséget. Ugyanakkor érezhető melegedést tapasztaltam az 5V-os oldal egyenirányító diódáján. A megoldás? Kivettem transzformátort (sajnos beforrasztottam és kivágtam inkább, hogy a nyák ne sérüljön), és újraszámoltam a méretezést. Mivel ez egy gyári transzformátor, a bias tekercs és a szekunder tekercs menetszáma adott. Ezt kell megfelelő értékre változtatni. Ez egyenértékű a transzformátor újratekercselésével. A gyári tekercselés menetszámai: Npr: 2x50 Nsec: 10 Nbias: 12 83. ábrán a módosított adatok láthatóak, a 84. ábrán pedig a transzformátor. 83. ábra 84. ábra 85. ábra Elővigyázatosságból nem forrasztottam közvetlenül vissza. Az új menetszám arányokkal már megfelelően működik. A kimeneti feszültség stabil a terhelés változásával (0-500 mA), a bias feszültsége a terhelés és a sínfeszültség változásával is 15V +/- 1 V-on belül van. Az egyenirányító szilicium diódákat schottky-ra cseréltem így megszűnt a diódák melegedése. Ezek után a vonali feszültséget a névleges érték 120%-ra emeltem(390V). A stand-by áramkör 10 órája működik és a termikus egyensúly beállása után sem észlelhető lényeges eltérés a szobahőmérséklettől (kb. 2-3 fokkal melegebb a TOP222 és az egyenirányító dióda). Még egy változás történt a 85. ábrán látható kapcsoláshoz képest: A transzformátor primer tekercsével párhuzamos D11, C10, R14 elemeket, D11 és egy 78V, 600W szupresszor soros kapcsolására változtattam. Stabilan indul terhelt és terheletlen állapotban is 80V-390V tartományban. Felhívnám a figyelmet, hogy a kimeneti feszültség terheletlenül túllépi a névleges értéket, így csak normál üzemi terheléssel vagy műterheléssel próbáljuk ki! Az IR2110 vezérlő áramkörrel kapcsolatosan csak a C1 bootsrap kondenzátort emelném ki – ennek szerepe a „high-side” oldali meghajtó tápellátásának biztosítása. – Az értéke kritikus, ebben az esetben 470 nF-ra adódott. Maga a chip közvetlenül a MOSFET-ek mellé került beépítésre, minimalizálva a vezetékhosszakat. Az IR2110 képes akár 2A csúcsáramot is biztosítani a gate meghajtásához, amire szükség is lehet a FET-ek típusától függően (gate kapacitás), ezzel biztosítva a gyors ki/bekapcsolást. Ennek elsősorban a disszipált teljesítménynél van szerepe, amely optimális méretezéssel minimális értékre korlátozható. Idézet: Én eddig azt tapasztaltam hogy nagyon széles skálán helyezkedhet el az értéke, csupán egy minimuma van.„Az értéke kritikus” És ez a minimum az ami függ a Qg-től, a frekvenciától, stb... Viszont mivel ez egy hard-switch táp, ezért javasolnám hogy az IR2110 Vcc-Vss Vdd-COM lábai közé iktass be egy-egy n*100nF-os fólia, vagy kerámia kondenzátort. Valamint még nem értem a FET-ek elötti dióda-ellenálás párosnak a szerepét sem.
Valóban széles skálán mozoghat a bootsrap kondenzátor nagysága, de ahogy írtad van egy minimum, amelynél egyenlő/nagyobb értékűre kell választani. „Az értéke kritikus” helyett fogalmazhattam volna pontosabban is, de erre utaltam. Ha már itt tartunk, akkor meg kell említeni, hogy azért van szükség a beépítésére, mert a félhídban a felső oldali FET gate vezérlő feszültségét (áramát) annak source potenciáljához viszonyítva kell előállítani. Erre hivatott az áramkörön belüli szintemelő valamint a bottsrap kondenzátor ami az alsó oldal bekapcsolása idején töltődik fel Vcc értékre. Biztosítani kell, hogy minimálisan akkora töltése legyen (ez ugye az áramköri jellemzőktől függő minimális kapacitást igényel), amellyel a felső oldal bekapcsolási energiaigényét korrektül ki tudjuk szolgálni. Ez a minimum érték az általad említett jellemzőkön kívül még függ az áramkörön belüli feszültségviszonyoktól is (elsősorban a szintemelő offset feszültségétől).
A kapcsolási rajzon ugyan nem szerepel, de nyákon a (Vcc-Vss, Vdd-Com) kondenzátor be van forrasztva… D7,R5 valamint D6,R4 elemek szerepe: Az alkatrészek opcionálisak, tekintettel arra, hogy egy olyan készülékről van szó, amely működési tapasztalatai még nem állnak rendelkezésre. (Persze ebben az is közrejátszik, hogy nem szeretném nagyon sokszor újratervezni a nyákot.) A D7, D6 1N4148 típusú, az R5,R4 értéke 5-33 ohm. Szükség esetén egyfajta „biztonsági kiegészítést” jelenthet: a beépítésükkel befolyásolni lehet a bekapcsolási késleltetést a nélkül, hogy a kikapcsolási időkre hatással lenne. Ez egyben egy „hard” dead-time bedrótozását is jelenti a MOSFET-ek biztonsága érdekében. Az eltérő ki/bekapcsolási idők következtében elegendő idő áll rendelkezésre a FET nyitása idején az ellenoldali FET lezárásához. Ezáltal járulékos biztonságot építhetünk be az áramkörbe, amely nem megfelelő vezérlés esetén is működik. Az ellenállás-dióda hálózat további szerepe, hogy csökkenteni lehet vele a gate kapacitás töltőáramát, a meghajtó áramkör áramcsúcsait, ezzel befolyásolva az IR2110 veszteségét. Még egy további jellemző alakulásában is szerepet játszik: az értékek helyes megválasztásával csökkenteni lehet az EMI-t. Idézet: Ez akkor álna fenn ha a diódák fordítva lennének bekötve, így pont az ellenkezőjét csinálja mindannak amit leírtál.„Ez egyben egy „hard” dead-time” De ha a rajz csak opcionális, akkor nem szóltam.
Szerintem a járulékos dead-time kifejezés az adott kapcsolás funkcionalitását figyelembe véve teljesen helytálló, mert különböző időállandót iktat be a ki- és bekapcsolási folyamatba, amelynek értéke egyszerűsítve:
t=R*C ahol R az gate köri ellenállás, C a gate köri kapacitás. Nyilvánvaló, hogy a dióda dinamikus ellenállása kisebb mint az R értéke, ebből következik, hogy a ki- és bekapcsolási idők a fenti egyenlet alapján eltérnek. A bekapcsolási idő növekszik, mert a dióda záró irányban van előfeszítve, így az egyenlet R tagja nagyobb. Kikapcsolásnál , a gate kapacitás kisütőáramát a dióda dinamikus ellenállása és a párhuzamos ellenállás korlátozza (ahol a kettő eredője kisebb mint a dióda ellenállása). Így az időállandó kisebb. Ha nem értesz egyet, indokold! Most, hogy leírtam a fentieket, megnéztem megint a kapcsolási rajzot. Igazad van a fordított működést illetően. A diódákat fordítva kell bekötni, az áramkörben (és a fejemben) úgy is vannak. Köszönöm az észrevételt, javítom a kapcsolási rajzot.
Beforrasztottam a még hiányzó alkatrészeket (a FET-ek gate-je, amíg ellenőriztem a meghajtó áramkört, rövidre volt zárva a source-val, valamint hiányoztak az IR2110-est a gate-el összekötő ellenállások) és a trafó is a helyére került. Az előzetes ellenőrzések során minden jónak tűnt, így az alsó, felső oldali vezérlőjel és jelszint, fázishelyzet... így 60V vonali feszültség mellett bekapcsoltam.
Működik! A szabályozó egyelőre nem látja el a feladatát, mindössze 30%-os kitöltési tényezővel hajtja meg a MOSFET-eket. Ennek megfelelően a terhelés és a vonali feszültség változásával a kimeneti feszültség is változik. Állandó 1 A-es terhelés mellett a sínfeszültséget változtatva (50-390V között) a kimeneti feszültség 1-15V tartományban követi azt. A méréseket megismételtem 25, 50, 100 kHz PWM frekvencián is. A mért értékek a frekvencia függvényében, a számítási összefüggéseknek megfelelően változtak. A próba alatt nem tapasztaltam melegedést. Egy-két fokos emelkedés szóra sem érdemes, de ez is a segédtápegységnél érzékelhető, mivel a terhelése a gate meghajtó áramkör működésével megnövekedett. Vége az első fázisnak, fizikailag működőképes a tápegység. Természetesen a későbbi terhelési, üzemi tesztek során előfordulhat egy-egy alkatrész cseréje. Következik a "második fázis", hozzákezdek a szabályozó áramkör programozásához. Ha van valamilyen adat, paraméter amire kíváncsiak vagytok, de nem esett eddig szó róla, szóljatok. Megmérem, elmondom, bemutatom ... Úgy tűnik hibátlan a nyák. Ha igény van rá felteszem a gerber fájlokat és a beültetési pozíciókat.
Egy végleges jó kapcs. rajz, és nyákterv az nem árthat. Ha lehet ne csak gerbert rakj fel, hanem pdf-ként képet is a nyákról.
Gratulálok a sikeres teszthez ! Szép volt ! Tulajdonképpen a hardveres oldalát a szoftver fejlesztéséhez megoldottad. Én továbbra is maradok a közönség között.
  
Gratulálok! Nagyon jó és hasznos ez a levezetés lépésről lépésre. Köszönöm! További jó fejlesztgetést.
Ugye még megosztod velünk!? 
Udv. mindenkinek.......
GIANTS.....Frissen erkezett versenyzokent, az idomet nem sajnalva vegig olvastam a temadat. Azt hiszem rengeteg jo szakember van a vilagon a mi szakmankban is, de aki ezt hivatasszeruen uzi, azt az embert nem tulzas a szemeben dicserni. Gratulalok baratom , azt hiszem sok kolegaval egyutt figyelmesen varjuk a programozassal kapcsolatos fejlemenyeket, a szoftvert es azt a hex file-t....... Ha vege lesz elmondhatod, hogy alkottal valamit. Sok sikert, es ha lehet a nyak terveket a beultetest nyomtathato kivitelben tedd fel legyszives... 
A nyári szabadságolások engem is elértek, így csak most folytatom.
Mégpedig közbevetőleg visszatérnék – többek között egy kérdés kapcsán, amit mailben kaptam - a hardver tervezési szempontjaihoz, elveihez. A kérdés így hangzik: hogyan kell méretezni egy kapcsoló üzemű tápegység kimeneti szűrőkörét? Erről valóban nem esett eddig szó. Elsősorban az a tény volt ennek az oka, hogy a kimeneti szűrőkör fontos (egyik legfontosabb) eleme az adott konstrukciónak és a szabályozási lehetőségek további tárgyalásának alapját képezi, amihez időrendben most értem el. A leírás következő szakasza egyben válaszol is a kérdésre. A méretezés menetét nem tudom függetleníteni a leíró matematikai apparátustól, sem pedig a működési elv ismertetésétől… azért igyekszem egyszerűen összefoglalni. A kapcsolóüzemű tápegységeket általában az induktív töltőáramkörös feszültségcsökkentő (Buck ) áramkör valamint a fojtótekercses feszültségnövelő (Boost) áramkör kapcsolási változata alkotja. A mi esetünkben a tápegység alapvetően a Buck konverterekhez tartozik. A 96. ábrán látható az alapkapcsolás amelyen bemutatom a feszültség és áramviszonyok idődiagramjait. 96. ábra Az L áramkorlátozó tekercsen keresztül periodikusan töltődik a kimeneti C kondenzátor. A K kapcsoló Pl. MOSFET) bekapcsolási ideje alatt L korlátozza a kapcsoló elemen áthaladó csúcsáram nagyságát. Amikor a kapcsoló vezet, C töltődik a tekercsen keresztül, miközben mágneses energia halmozódik fel L tekercsben. L induktivitás bekapcsolási időtartam (t_be) alatti áramának növekedését IL_be, az (1.1) összefüggés adja. Az összefüggéseket a 97. ábra tartalmazza. 97. ábra Amikor a kapcsoló lezár, L tekercs árama tovább folyik a D diódán keresztül. A mágneses körben tárolt energia az R terhelés felé továbbítódik. L induktivitás áramának csökkenése IL_ki a kapcsoló t_ki kikapcsolási időtartama alatt: (1.2) szerint alakul. Egyensúlyt akkor érünk el (állandósult állapot, működési stabilitás) amikor a tekercs áramának növekedése és csökkenése egyenlő: (1.3). Belátható, hogy a kimeneten, változó terhelés és/vagy bemeneti feszültség hatására létrejövő feszültségingadozás a kitöltési tényező szabályozásával stabilizálható. A kitöltési tényező mindig γ<1 ebből következik, hogy UR Az L induktivitás és C kondenzátor integráló tagként, vagyis aluláteresztő szűrőként szerepel. Ideális, végtelen nagy induktivitás használata esetén a kimeneti áram ingadozását nem lehetne érzékelni, ebben az esetben a kapcsoló eszköz csúcsárama egyenlő lenne a terhelő árammal. A gyakorlatban kialakított kapcsolásoknál az induktivitással fordítottan arányos fűrészfog alakú áram szuperponálódik a kapcsoló eszköz (IK) és a dióda (ID) áramokra. Abban az esetben amikor a tekercs induktivitása kisebb az áramköri paramétereknek megfelelő minimális értéknél (Lmin) , akkor L árama egy időtartamra megszűnik. Amikor pedig folyik, akkor nagyobb csúcsokat ér el mint folytonos vezetés esetén, nagyobb igénybevételnek kitéve K kapcsolót és D diódát. Ezek alapján az induktivitás minimális értéke az, amely az áramingadozás csúcsértékét a minimális terhelőáram kétszeresére korlátozza (1.4) (vagyis amikor az induktivitás éppen nullára korlátozza a kapcsolón átfolyó áram értékét a periódus végére). Bár írtam a szűrő szerepről, de nem fordítottam figyelmet e funkció szerinti méretezésre. Azért, mert az előbbiekből következik, hogy az adott tulajdonságok mellett származtatható a fenti egyenletekből az L és C elemek által alkotott hálózat átviteli függvénye, így a cél érdekében szükségtelen a méretezést egy másik szemszögből megismételni. A tervezésnél figyelembe kell venni a minimális terhelőáramot (IRmin): (1.5). Mint említettem a kimeneti áram háromszögű komponenst is tartalmaz, ami a kimeneti terhelésen hasonló alakú feszültség ingadozásként jelenik meg. Ezen zajfeszültség az általunk meghatározott érték alá korlátozásához az (1.6) szerinti összefüggés alapján C értékét nagyobbra kell választani mint Cmin. Az alkalmazott kapcsolástechnika szerint változnak az egyenletek paraméterei (befolyásoló tényezők: kapcsoló elem szám, egyenirányítási ütemszám). Transzformátor elválasztású, félhíd kialakítású buck konverter esetén, középleágazásos szekunder tekercselés kialakítással L és C értéke: (1.7) Fontos, hogy számításaink kiindulási adataiként a terhelő áramot minimális, a kitöltési tényezőt Υ = 0.3 értéken kell figyelembe venni. (A tapasztalat azt mutatja, hogy az említett értékű kitöltési tényező esetén kellő tartalékkal rendelkezik a kapcsolás egy viszonylag széles, dinamikus kompenzálási sávhoz.) Még egy fontos megjegyzés: a számítások leírását ideális esetre mutattam be, ohm-os terhelést és folytonos vezetést feltételezve. A valóságos viszonyok általában eltérnek az elméletitől – nem is szólva a jelentkező parazita összetevőktől – ezért az áramkör viselkedése nagymértékben eltérhet a számítottól (extrém terhelési viszonyok esetén bonyolultabb modell alkalmazása szükséges, amely jobban közelíti a valós állapotot), ezért szükséges a konstrukció folyamatában az ismétlődő tesztmérés. A kimeneti szűrő C kondenzátorát kis ESR értékű elemmel kell realizálni. Ez azért szükséges, mert a nagy értékű ekvivalens soros ellenállás kedvezőtlenül befolyásolja az áramkör működését: a soros ellenállás veszteségi teljesítménye hővé alakul és termikusan igénybe veszi a kondenzátort; Resr megváltoztatja a szűrőkör átviteli függvényét; a Resr-en átfolyó áram további feszültség ingadozásokat hoz létre stb. Nagyobb értékű C (nagyobb áramterhelés) esetén szokásos kialakítás a több párhuzamosan kapcsolt kondenzátor alkalmazása, így csökkentve az eredő ESR értéket. A kimeneti rész fontos összetevője még az EMI zajfeszültség miatt alkalmazott nagyfrekvenciás kondenzátor, párhuzamos kapcsolásban a kimeneti szűrő kondenzátorral. Tipikusan kerámia anyagú mivel az alumínium-polimer és tantál kondenzátorok kevésbé viselik el a nagyfrekvenciás, nagy amplitúdójú ismétlődő igénybevételt.
Jeerry, Budzsy!
Köszönöm, ha így vélekedtek! ...és folytatom 
Jelen leírásban nem foglalkozom azzal, hogy egy kapcsoló üzemű tápegység beavatkozó jelének kialakítására milyen megoldások léteznek. A tervezéskor már a PWM mellett döntöttem így ezen működési módra fordítom a figyelmet a továbbiakban is.
A szűrőkörök ismertetésénél egy kiemelt mondat került a leírásba: „Belátható, hogy a kimeneten, változó terhelés és/vagy bemeneti feszültség hatására létrejövő feszültségingadozás a kitöltési tényező szabályozásával stabilizálható.” Természetesen nem véletlenül emeltem ki ezt. A 97. ábrán az előző megállapítás egy függvény formájában is szerepel, és azért jelöltem, mert ez képezi a szabályozásunk működési alapját. Még egyszer megismételve: a kitöltési tényező változtatásával szabályozni/stabilizálni lehet a kimeneti feszültséget. A korábbiakban egyik hozzászólásban kértétek indokoljam döntésemet, amikor kiválasztom a szabályozási metodikát. Az indoklás előtt még egyszer visszatérnék a szabályozó körök elemzéséhez: ahhoz, hogy rávilágíthassak a témakör bonyolultságára (vagy egyszerűségére?), bemutatom a Buck konverterek szabályozási lehetőségeit. Minden típusú konverter esetében viszonylag egyszerű összefüggés áll fenn a be és kimeneti feszültség között. Ideális elemeket feltételezve elégséges a korábban említett összefüggés alapján a PWM jel kitöltési tényezőjét számítani és annak megfelelően beavatkozni a rendszerbe. Ám a valóságban nagy az eltérés az ideálistól. A bemeneti feszültség változhat, váltakozik a terhelés nagysága, az alkatrészek értékei tűrési tartománnyal rendelkeznek, jelentkezik az áramkörön belül a hőmérsékleti drift és persze a zaj is állandóan jelen van. A rendszer tulajdonságainak nem várt helyzetekben történő kézben tartásához szükség van egy szabályozási hurokkal történő kiegészítésre, amely kontroll alatt tartja a kimeneti feszültséget. Alapvetően két kérdést tehetünk fel a rendszer viselkedése szempontjából: - Mi történik a kimeneti feszültséggel, ha hirtelen megváltozik a bementi feszültség? - Mi történik a kimeneti feszültséggel, ha hirtelen megváltozik a terhelés? A két kérdés magában hordozza a továbbiakban ismertetésre kerülő feszültség hurkos és áram hurkos szabályozási topológiák felépítésének lehetőségét. Az egyszerűség kedvéért az analízist analóg szabályozási kör esetében mutatom be, amely a 96. ábrán lévő modell néhány kiegészítésével áll elő és a legtöbbször általánosan alkalmazott két elv kapcsolási vázlata a 98. ábrán látható. A 98. a. ábra a feszültség alapú szabályozási kört, a 98.b. ábra pedig az áram alapú szabályozási kört ábrázolja. Az alapkapcsolást kiegészítjük R1, R2 osztóval, EA erősítővel és PWM modullal. R1, R2 osztó a kimeneti feszültséggel arányos ellenőrző jelet szolgáltat EA hibajel erősítő számára. A hibajel erősítő másik bemenetére kapcsoljuk a referencia jelet (alapjelet), amellyel definiáljuk a kimeneti feszültség értékét. A hibajel erősítő kimenetén áll elő az UX rendelkező jel amely modulálja a beavatkozó négyszögjel kitöltését. Mint látható a szabályozási hurok negatív visszacsatolást valósít meg. 98. ábra Tegyük fel ismét a kérdéseket és nézzük meg, hogyan működik. Először elemezzük a feszültség alapú (voltage mode) szabályozás működését! Amennyiben megváltozik, nő a vonali feszültség (Us) ennek hatása a kimeneti feszültség növekedésében jelentkezik. Az EA hibajel erősítő a kimeneti feszültséget összehasonlítja UREF referencia feszültséggel – különbségüket képezi – és az eltéréssel arányos Ux rendelkező jelet állít elő. A negatív visszacsatolás miatt a hatáslánc olyan, hogy a beavatkozás a változás ellen hat, vagyis csökkenteni igyekszik a zavaró jel hatását a kimeneten. Állandó terhelés esetén az IR állandó, ha a szabályozó a beállított értéken tartja UR kimeneti feszültséget. Ez az áram megegyezik a IL áram középértékével. Mivel a bemeneti feszültséggel arányos az L induktivitáson átfolyó IL áram, ezért növekvő bemeneti feszültség mellett a TON bekapcsolási idő csökkentésével – növekvő csúcsáram esetén az átlagérték növekszik azonos bekapcsolási időt feltételezve - , vagyis a PWM jel kitöltési tényezőjének csökkentésével stabilizálja a kimeneti feszültséget a kapcsolás. A tranziens lezajlása után beáll az új stabil állapot, amelyben a kimeneti feszültség megegyezik a referencia feszültség által meghatározott értékkel. Ha a terhelés változik meg - növekszik-, állandó US bemeneti feszültség mellett akkor a kezdeti pillanatban a kimeneti áram nem változik. A kimeneti feszültség egy kissé növekedni fog a hibajel erősítő beavatkozásának hatására, amely növeli a kitöltési tényezőt. Egy PWM periódusideje alatt ennek hatására az IL kezdeti árama egy kicsivel megnövekszik a periódus idő végére. Mindaddig tart ez a folyamat, míg az IL minimális értéke egy nagyobb, új értéken állandósul, miközben a kitöltési tényező visszaáll a tranzienst megelőző értékre (mivel nem volt bemeneti feszültség változás). A kimeneti áram középértéke megnövekszik a terhelés változásának megfelelően. A teljes analízishez azért az áram és feszültség idődiagramokra is szükség lenne, nem is beszélve a konverter matematikai modelljének elemzéséről. Ennek ellenére – és fogadjátok el matematikai levezetés nélkül -, hogy a feszültség alapú szabályozási módban a szabályozó viszonylag gyorsan reagál a kimeneti terhelés változásra. További előnye az egyszerű felépítés és flexibilitás. Ám a bemeneti feszültség változásokat viszonylag nagy késéssel követi. Mindez annak következménye, hogy az energia tárolók – a szűrőkörök maguk is a szabályozó kör részét képezik – tulajdonságai miatt késleltetés lép fel a hatásláncban, a bemeneti változások késve jelennek meg a hibajel erősítő bemenetén. Ennek áthidalására egy ún. feszültség előrecsatolás (voltage-feedforward) technikát lehet alkalmazni, amely már előre vetíti az áram alapú szabályozási módot. Lássuk e másik megoldást! Mint az, az ábrán 98. b. ábrán látható az áram alapú szabályozási mód kapcsolási sémája annyiban tér el az előzőtől, hogy egy áram érzékelő került beépítésre egy belső hurokba ágyazva, amely közvetlenül a L tekercs áramát érzékeli – vagyis a kapcsoló áramát. Vizsgáljuk meg ismételten, hogyan viselkedik a szabályozó kör a különféle zavarok esetében. A bemeneti feszültség megváltozása a hibajel erősítőn keresztül az előző reakciót váltja ki a szabályozóban, ám az áram közvetlen érzékelése módosítja a CA áram erősítőbe érkező UX rendelkező jelet, így növelve a dinamikáját és csökkentve a késleltetését a szabályozási körnek. Ez megfelel a feszültség előrecsatolásnak. (Csak visszautalok rá, hogy IL arányos a bemeneti feszültséggel és szinte késleltetés nélkül követi a feszültség változását. ) A szabályozó kör válaszideje javult ugyan, de ez a mód problémákat is hordoz magában. A kettős beavatkozás következtében egy oszcilláló lengés alakul/alakulhat ki a kimeneten, mivel ott a késleltetve megjelenő változás a hibajel erősítőn keresztül ellenkező változást akar létrehozni, mint amit az áramérzékelés alapján megtesz a CA erősítő. A másik probléma az, hogy 0.5-nél nagyobb kitöltési tényező esetén instabil az áram módú szabályozási kör. Az L, IL áramának lengését könnyen ki lehet küszöbölni egy ún. slope kompenzációval, ami az áramerősítő állandó referencia értékét egy fűrészfog alakú referencia értékkel helyettesít ezzel küszöbölve ki a PWM periódus végére kialakuló kezdeti áramérték eltérést. Mi történik a terhelés változásakor? Amennyiben csökkentjük a terhelést, átmenetileg csökken a kimeneti feszültség, amíg az UX jel nem növekszik, kompenzálva azt. Az új egyensúlyi állapot beálltával az L tekercs áramának kezdeti értéke beáll az új terhelésnek megfelelően miközben a kitöltési tényező visszaáll a tranziens előtti állapotra (tekintettel arra, hogy a bemeneti feszültség nem változott). Ezen szabályozási mód előnyei közé sorolható a gyors reakció a feszültség előrecsatolás miatt, a kapcsolók áramának korlátozása, valamint rendszer dinamikus tulajdonságainak javítása, ami az átviteli függvény rendjének csökkentésében nyilvánul meg. Hátránya a bonyolult felépítés, amelyben járulékos kompenzációk is szükségesek az instabilitás megszüntetéséhez. Az említet technikák nem egyedüliek. Több más módszer létezik, amelyek különböző módokon igyekeznek csökkenteni a szabályozási hurok válaszidejét és növelni a stabilitását. Több félvezetőgyártó fejlesztett alkalmazás orientált integrál áramkört (ASIC), amelyek néhány külső diszkrét áramköri elemmel már működőképes szabályozó kört alkot. Ezek a chip-ek könnyen felhasználhatóak típuskapcsolásoknál, ahol a tervezési feladatokat a gyártó már levette az alkalmazó válláról. Az általuk kialakított hurkok dinamikus viselkedésének hangolását a külső alkatrészek értékeinek megválasztásával lehet elvégezni. Többnyire a kommersz szabályozókban felhasznált áramkörök kielégítik az átlagos igényeket, de szigorúbb specifikációk elérésére kevésbé alkalmasak. Attól, hogy az átlag felhasználó nem találkozik a szabályozó analitikus méretezésével, még megelőzte a gyártást egy gondos tervezés, amelyet az adott konverter kisjelű modellje alapján végeztek el. Az analízis kiterjed a topológia nyílt hurkú viselkedésének elemzésére, a zárt hurkú kör kompenzáló elemeinek számítására, a teljes hatáslánc dinamikus viselkedésének vizsgálatára. A szabályozási körök egyik legfontosabb függvénye a kimeneti átviteli függvény. A 97. ábra (1.8 ) összefüggése a kapcsolási sémán látható egyszerűsítet modell, nyílt hurkú linearizált átviteli függvényét mutatja be. A szemléltetés kedvéért írtam be az függvények közé. Ez az átviteli függvény folytonos vezetési állapotot feltételez és csak részben veszi figyelembe a parazita elemek hatását. Látható, hogy másodrendű függvényről van szó – mint a buck topológiák esetében általában. Az adott függvény megoldásával származtathatóak a szabályozási hurkot alkotó elemek paraméterei.
A vázolt szabályozási elvek alapján már látszik, hogy nem akartam az analóg szabályozók N-edik változatát megépíteni. Ezt az elképzelésemet erősítette az, hogy a PC tápegységek dinamikus viselkedésének vizsgálatából kitűnik (sok irodalmi hivatkozás áll rendelkezésre az interneten is, amely különböző felépítésű tápegységek dinamikus viselkedését vizsgálja), hogy az általuk használt technika csak szerényebb igények kielégítésére alkalmas.
Mint már utaltam rá, az analóg szabályozás átlagos tulajdonságai mellett még a kellő kihívás kritériumának sem felelt meg… http://www.hobbielektronika.hu/forum/wtopic.php?topic_id=8028&ppid=0&pop=1# Maradt a digitális szabályozás! Egy korábbi írásomban már említettem, hogy a digitális szabályozók által megvalósított funkciók alapját ugyancsak egy kisjelű, linearizált modell alapján meghatározott összefüggések képezik. Az eltérő működésmód miatt, a differenciál egyenleteket differencia egyenletekké alakítva származtatható az átviteli függvénye. Alapvetően a technológiák többsége folytonos működésű, így egy tápegységé is. Az eddigiekben ismertetett szabályozási metodikák is analóg működésűek voltak. Egy digitális szabályozás kialakításánál a számítógépek működése elve eleve kizárja a folytonos szabályozó kör kialakítását. Ennek megfelelően alkalmas technikákat kellett kialakítani, amelyek közül az egyik leggyakrabban alkalmazott a mintavételezéses technika. Mint a nevéből is kitűnik a számítógép által feldolgozandó jelből meghatározott időközönként mintát veszünk. Így egy folytonos jelből időben diszkrét jelsorozatot kapunk. Ugyanilyen formában az alapjelünk is diszkrét sorozat formájában áll rendelkezésre. A továbbiakban a szabályozó algoritmus az amely a szabályozó szakaszban elvégzi a szükséges számításokat és meghatározza a beavatkozó jel milyenségét. Ahhoz, hogy a diszkrét jelsorozatot fel lehessen dolgozni és megfelelő szabályozó algoritmusok működhessenek a számítógépben, bonyolult számítási eljárásokat kell végigjárni. Ezzel csak jelezni akarom, hogy egy mikrovezérlő alapú szabályozás kialakításánál nem elég néhány külső elem megváltoztatása és máris hangolt a szabályozókör. Egy univerzálisan felhasználható eszköz eleve nem rendelkezik előre definiált algoritmusokkal. A létrehozásukhoz el kell végezni a számításokat, vagy típus algoritmusok adaptálásával lehet közelebb jutni a célhoz. Nem célom, hogy most átváltsunk matematikai kurzussá, de érdeklődés esetén szívesen részletezem. Valójában, ha jobban megvizsgáljuk a digitális szabályozók működését itt is egy sor problémával találkozunk a számításigény mellett. A korábban már ismertetett szabályozandó objektum viselkedésén kívül a kiválasztott szabályozónk tulajdonságait is figyelembe kell venni. Azonnal látszik, hogy egy számítógép alkalmazása esetén újabb késleltetéseket vihetünk be a szabályozó kör működésébe, mert az algoritmusok szekvenciális végrehajtásúak és véges idejű futásidő igénnyel bírnak. A programstruktúra, amelyen belül fut a szabályozó algoritmusunk már önmagában is meghatározó lehet a működőképesség szempontjából. Egy viszonylagosan egyszerű felépítésű analóg szabályozóval szembeállíthatunk egy digitális működésűt, ám az előzőekben hiányolt tulajdonságok eléréséért, most látva az előttünk tornyosuló feladatokat, talán nagy árat kell fizetni. Azért sok érv szól a digitális szabályozók mellett és flexibilitásuk kompenzálja a plusz munkát, amelyet a kialakításukba kell fektetni. Miután körülírtam már a lehetséges változatokat és kellően „rossz színben” tüntettem fel a hagyományos szabályozási metódusokat, ideje kijelenteni: a fuzzy logikán alapuló szabályozást választottam. Az indoklás részben az, hogy az előzőekben vázolt megoldások hiányosságait szeretném megszüntetni, másrészt pedig a lehetőségek szerint szeretném kiaknázni ezen formális eszköz által nyújtott lehetőségeket (és persze jól is hangzik!). Mire gondolok? Összegezve: hagyományos matematikai apparátussal meglehetősen bonyolult modell alapján kell dolgozni, amely nem vehet figyelembe minden változót. A fuzzy logika segít elvonatkoztatni a matematikai modelltől, a verbális változókkal pedig a feladat életszerűbb megfogalmazása válik lehetővé. Azt várom tőle, hogy legalább olyan jó szabályozási kört tudok kialakítani vele (remélve, hogy jobbat), mint az általánosságban alkalmazott eszközökkel. A szabályozni kívánt objektum meglehetősen bonyolult viselkedésű. A tradicionális PI, PID algoritmusok meglehetősen korlátosak a változók számának szempontjából. A fuzzy logika segítségével több változót tudunk figyelembe venni ezzel javítva az objektum dinamikus viselkedését. E mellett más, újabb kutatások során kifejlesztett technikák is elérhetővé válnak általa. Mint például az előrejelző (prediktív) szabályozási eljárás amely sikeres eszköze lehet a kapcsolóüzemű tápegységek késleltetésének kompenzálására. De itt említhetném a neuro-fuzzy hálózatokat is. Azért most meg kell jegyeznem, hogy a fuzzy logikán alapuló megoldásnak lehetnek korlátai is, amelyek később jelentkezhetnek. Ez a korlát többek között a kódméret, amely lényegesen nagyobb lehet – elsősorban szabály halmaz tekintetében – mint digitális PID alkalmazása esetén. Előfordulhat, hogy a kiválasztott SMPS chip nem elégséges a jó eredményhez szükséges tárgykód futtatásához. Sajnos ez csak idő közben derül ki… A következőekben már a fuzzy logikán alapuló szabályozókör kialakításával folytatom a leírást.
Most pedig lássuk azt, amiről mindenki beszél, amit mindenki ismer …. csak éppen működő példányt nem látott még senki …
Ismételjük át! Milyen összetevőkből áll egy fuzzy logikát használó szabályozókör? Valójában egyszerűnek tekinthető a felépítése. - Szabályozott szakaszból, amely működését különféle zavarjelek módosítják. - Egy érzékelő szakaszból, ahol a szabályozni kívánt technológiai paraméter mintavételezése történik. Esetünkben ez a kimeneti feszültség, kimeneti áram érzékelése mintavételezéssel, ADC felhasználásával. A szakasz leképezi az érzékelt paramétereket (fuzzyfikálja) a tagsági függvények értelmezési tartományába és képezi az igazságértékeket. - Kiértékelő szakaszból, amely a szabályhalmaz segítségével az igazságértékekből képezi a rendelkező szabályokat. - A kimeneti szakasz a kiértékelő szakasz által szolgáltatott rendelkező szabályokat visszaalakítja (defuzzyfikálja) az elektronikus eszköz által feldolgozható rendelkező jellé. Ez jelen alkalmazásnál a PWM jel kitöltési tényezőjének módosításával jár. Nézzük részletesebben a szabályozó kialakítását és működését a fuzzy logika oldaláról! Fuzzy tervezés: Első lépésben megtervezzük azt a struktúrát, amely figyelembe vételével megpróbáljuk a kimeneti jellemzőket a kívánt értéken tartani. Sajátos módon próbáljuk megfogalmazni, a kimeneti feszültség „szemszögéből”, a szabályozáshoz szükséges válaszok kinyeréséhez megfelelő kérdéseket. - Milyen messze vagyok onnan, ahol lenni akarok? - Milyen gyorsan kerülök oda? - Milyen külső erő visz oda? A fuzzy logika nyelvi operátorokat alkalmaz, így kézenfekvő a korábbi kérdések sora. De nézzük mit takarnak a kérdések: - Eltérés a beállított értéktől (Milyen messze vagyok onnan, ahol lenni akarok?) - Érték változási sebesség (Milyen gyorsan kerülök oda?) - Kitöltési tényező (Milyen külső erő visz oda?) A kiinduló pont a változók definiálása. Az algoritmus működés szempontjából azonban nem elégséges azt tudni, hogy messze vagyok a kívánt értéktől. Azt is tudnom kell mekkora ez az eltérés. Ennek megfelelően az egyes változókhoz verbális értékkészletet is rendelnem kell, amelyekkel pontosabb választ kaphatok az egyes kérdésekre. A változók és a hozzájuk tartozó tagsági függvények (értékkészlet) ismeretében állapíthatom meg, mi történik a rendszerben. Ennek megfelelően az „eltérés a beállított értéktől” változót feloszthatom több értékre például az alábbiak szerint: negatív, zérus, pozitív... Nincs konkrét szabály arra, hogy mennyi változót kell bevezetnem és arra sem, hogy az egyes változók mennyi értékkészletet vehetnek fel. Tipikusan három, öt féle elemet rendelünk egy változó értékkészletéhez, de lehetséges, hogy kevesebb vagy több meghatározás szükséges változónként a helyes működéshez. Ez a későbbiekben, a hangolás során derül ki. Fuzzyfikáció: A szenzorok jeleit (amelyek „éles” értékeket reprezentálnak) konvertáljuk a fuzzy logika nyelvi változóinak értékkészletére. Ezzel meghatározhatjuk a nyelvi változón belüli érték tagsági fokát, amely alkalmas a fuzzy műveletek elvégzésére. Kiértékelés: Miután a rendelkezésünkre állnak az input adatok fuzzyfikált értékei, a szabályhalmaz alapján – amely általános alakban így írható le: IF Defuzzyfikáció: A következtetés végeredményeként átváltjuk a kapott értékkészletet a szabályozó hardver által használható számértékre (esetünkben ez a beavatkozó PWM jel kitöltési tényezője).
A folytatás egy PDF fájl formájában történik az egyszerűség kedvéért. Az ábrák, egyenletek beillesztése miatt így könnyebb olvasni.
Fuzzy kontroller kialakítása
Hát érdekes ez a fuzzy dolog. Ha jól értem akkor ez úgy működik, hogy eldöntöd a bemenő jelekről, hogy ezek milyen állapotúak, majd a szabályokat végignézve állítasz be egy pwm értéket. A kimeneti pwm akkor ezek szerint csak 5 féle értéket fog felvenni ?
Bár gondolom hogy a szabályok a lényege az egésznek, de nem lehetett volna egy egyszerűbb képlettel kiszámolni a kimenet pwm értékét ? Tehát mitől jobb ez mint egy PID szabályozás ? (Amihez szintén nem konyítok, csak egy kicsit) Kíváncsi leszek, hogy a valóságban hogyan fog ez teljesíteni.
A kérdéseid megválaszolását megelőzően az algoritmus tervezésének következő részét itt olvashatjátok.
Fuzzy kontroller kialakítása És most a válaszok. Majdnem jól érted a működési elvet. Nem a bemenő jelek állapotát döntöm el. A bemenő jelek tagsági fokát állapítom meg a szabályhalmaz alapján, a változó értékkészletét alkotó tagsági függvényekben. Majd az előző részben ismertetett defuzzifikációs módszerrel, esetünkben a súlypont módszerrel, kiszámítom az aktuális PWM értékét és azt állítom be a következő kiértékelő ciklus végrehajtásáig. A kimeneti PWM értéke nem csak öt féle értéket vehet fel. A súlypont módszer függvényéből és az általam felvett tagsági függvényekből következik, hogy a PWM értéke változhat a teljes értelmezési tartományban, így például 0 és 255 között bármilyen értéket felvehet. De az értelmezési tartományt is tudom változtatni. Nem csak a szabályok alkotják az eljárás lényegét. Hanem maga a fuzzy logika teljessége. A szabályok elválaszthatatlanok a változók és tagsági függvények helyes megválasztásától és a defuzzifikációs módszertől. Azt kell látni, hogy a fuzzy logika tárgyalása, analízise nagyon nagy matematikai apparátust igényel és az itt leírtak mindössze csak az alkalmazhatóság szintjére letisztult összefüggéseket érintik. Egyszerűbb képlettel számolni a PWM értékét? Mire gondolsz? (bár értem a kérdést). Akkor most ismét összefoglalom: A linearizált modellből származtatott átviteli függvények, amelyek az analóg szabályozás (és digitális PID szabályozás) alapjait alkotják meglehetősen bonyolultak, másod- ötöd rendűek. Megoldásukhoz legalább olyan számításigény társul (ha nem több), mint a fuzzy logikán alapuló módszerhez. Ráadásul a modell pontatlanul írja le a rendszert, sok tényező nem vehető figyelembe. Minél bonyolultabb a modell, annál bonyolultabb számítás útján lehet eljutni a végeredményhez. A feszültség és áram alapú szabályozások vizsgálatánál láthattuk, hogy milyen problémák adódhatnak még akkor is, ha a modellünk egyszerű. Valójában a hatásláncunk nem lineáris és sokkal bonyolultabb a modellnél. Ebből következően, ha van az adott esetben jobb eredményt nyújtó módszer – és a jobb eredményt akarjuk - , akkor célszerű azt választani. A fuzzy logikán alapuló szabályozás nem jobb a PID szabályozásnál, egyszerűen más és jobb eredményt nyújthat. Felhasználásával, az olyan több be- és kimenettel rendelkező nemlineáris rendszerek is jó eredménnyel kezelhetőek, amelyeknél a hagyományos eljárások nem adnak kielégítő megoldást. Ebben az esetben - a tápegység tulajdonságai miatt -, a fuzzy logikán alapuló szabályozás jobb eredményt nyújthat mint a konvencionális. Ebben benne van az is, hogy egyben kiküszöbölheti annak hiányosságait - például prediktív (előrejelző) jellegénél fogva csökkentheti a jelkésleltetésből adódó hibát.
Most előveszem a vitriolos humorom (bocsássatok meg érte)...
Lidi egyedüli hozzászólása alapján azt gondolhatnám Lidin kívül mindenki, aki olvassa a topikot tökéletesen ért mindent és mindenki egyetért mindennel. ...a humort félretéve... Ez enyhén szólva meglep... Már csak azért is, mert amikor évekkel ezelőtt én találkoztam először a fuzzy logikát tárgyaló szakirodalommal, meg kell mondjam első pillanatban a pánik tört rám.. Azt is feltételeznem kell, hogy a számomra logikus leírás másnak nem annyira egyértelmű. Lehetnek olyan összefüggések, amelyek kapcsolódását nem írtam le. Tényleg minden érthető? Vagy ennyire érdektelen? Van esetleg a leírtaktól eltérő vélemény? Kérdés? Észrevétel? Ötlet? Várom az észrevételeket! Ha nincs, akkor folytatnám a programmal - amennyiben kíváncsiak vagytok rá a továbbiakban is. G
Szia! Igazából én sem értem, mivel csak felhasználói szinten foglalkoztam ilyen vezérlőkkel ( épületgépészet ). Igazából úgy tudnám konyhanyelven jellemezni, hogy egy olyan szabályzó, mely a rendelkezésre álló input adatok alapján elemzi, mely beavatkozása milyen eredményt generál, és ennek függvényében változtatja folyamatosan a szabályzási algoritmust, hogy az az elvártat mindig a lehető legjobban közelítse. Például meg tudja tanulni, milyen sebességgel szándékozol általában kimeneti feszültséget állítani és ennek megfelelően szabályoz. Jól gondolom?
Én sem értem igazából, de talán némileg kezd világosodni. A matek soha nem volt az erősségem. Eddig kb nekem az jött le hogy, a bemenő jelekről akkor nem eldöntöd hogy az ötből melyik állapotnak felel meg, hanem mind az öt állapothoz kap egy értéket hogy mennyire felel meg neki. Ezek után minden állapotra végigmegy a feltétel kupacon, és a végeredményt pedig az alapján számolod ki súlyozva, hogy melyik állapotnak mennyire felet meg. Vagy valami ilyesmi. Talán egy egyszerűbb egy bemenet - egy kimenet példán jobban el lehetne magyarázni.
Kicsit ködös a dolog, meg szerintem bazi bonyolult. De kíváncsi vagyok már a gyakorlati részére, hogy hogyan viselkedik ha már működik.
Az biztos, hogy nem bináris logika... Ha visszaolvasol, a lényegét Giants már régebben leírta egy kisebb esszé formájában itt, ebben a topicban.
Persze, a végeredmény engem is nagyon izgat. |
Bejelentkezés
Hirdetés |
